級聯(lián)型多電平逆變器線電壓諧波優(yōu)化的SVPWM 策略

李繼華 阮新波 王學(xué)華

（華中科技大學(xué)強(qiáng)電磁工程與新技術(shù)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 武漢 430074）

1 引言

多電平逆變器具有開關(guān)管電壓應(yīng)力低、電壓變化率（dv/dt）小、輸出電壓諧波含量小等優(yōu)點(diǎn)，特別適用于中高壓大功率場合[1-3]。近年來，多電平逆變器的研究主要集中在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[4]、矢量控制[5,6]以及在某些場合的應(yīng)用[7]（例如光伏、風(fēng)電、大電機(jī)驅(qū)動等）。多電平逆變器可分為二極管鉗位型、飛跨電容鉗位型和級聯(lián)型三種[3,8-12]，其中級聯(lián)型多電平逆變器不存在前兩者的輸入電容均壓或飛跨電容電壓控制問題，而且結(jié)構(gòu)最簡單，易于模塊化設(shè)計(jì)，因此一直在中高壓大功率場合備受青睞[3,8-9]。

級聯(lián)型多電平逆變器常見的調(diào)制策略有正弦脈寬調(diào)制（Sinusoidal Pulse-Width Modulation,SPWM）和空間矢量調(diào)制（Space Vector Pulse-Width Modulation,SVPWM），其中SPWM 可分為同向?qū)盈B（Phase Disposition,PD）、反向?qū)盈B（Phase Opposition Disposition,POD）、交錯反向?qū)盈B（Alternative Phase Opposition Disposition,APOD）和載波移相（Carrier Phase Shift,CPS）四種[9,13-15]。若級聯(lián)單元數(shù)為m，這些調(diào)制方式輸出的最低次開關(guān)諧波分布在2m倍開關(guān)頻率附近。對于三相三線制級聯(lián)多電平逆變器而言，PD 調(diào)制方式的線電壓諧波最小，但各個H 橋輸出功率不均衡，各H 橋開關(guān)管的開關(guān)次數(shù)也不等；采用CPS 調(diào)制方式時，各H 橋開關(guān)管的開關(guān)次數(shù)相等，且可實(shí)現(xiàn)輸出功率自然均衡[13-17]。文獻(xiàn)[16]提出一種改進(jìn)型PD，它利用幾組梯形載波將PD和CPS 兩種調(diào)制方式結(jié)合起來，使得這種調(diào)制方式既具有PD 的線電壓諧波小的優(yōu)點(diǎn)，又具有CPS 的各H 橋之間功率均衡且開關(guān)管開關(guān)次數(shù)相等的優(yōu)點(diǎn)。然而，改進(jìn)的PD 所需梯形載波個數(shù)較多，不易在數(shù)字芯片內(nèi)生成。針對這一不足，文獻(xiàn)[18]提出了一種基于狀態(tài)機(jī)的實(shí)現(xiàn)方法，有效簡化了改進(jìn)型PD 調(diào)制的實(shí)現(xiàn)。

作為級聯(lián)多電平逆變器另一種常用的調(diào)制策略，SVPWM 相對于SPWM 具有直流電壓利用率高，輸出諧波小等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于三相系統(tǒng)中，近年來已受到人們的關(guān)注[19-28]。對于兩電平逆變器而言，SVPWM 所有開關(guān)管總共只有8 個開關(guān)矢量，實(shí)現(xiàn)非常容易。對于多電平逆變器而言，SVPWM的開關(guān)矢量個數(shù)隨著電平數(shù)增加呈級數(shù)增加，因此傳統(tǒng)的SVPWM 會占用很長的計(jì)算時間，實(shí)現(xiàn)難度大為增加。目前有一些針對多電平逆變器SVPWM的改進(jìn)，主要是優(yōu)化計(jì)算時間[22-24]和從整體上把多電平空間矢量控制簡化為電平數(shù)更少的空間矢量控制[25-28]。

本文首先分析級聯(lián)型多電平逆變器的一種能夠大量減少計(jì)算過程的簡化SVPWM 控制算法的實(shí)現(xiàn)機(jī)理，在此基礎(chǔ)上，將改進(jìn)PD 調(diào)制方式的實(shí)現(xiàn)思路應(yīng)用于該簡化SVPWM 控制算法，提出具有PD和CPS 控制二者優(yōu)點(diǎn)的SVPWM 控制算法。所提出的SVPWM 控制算法實(shí)現(xiàn)簡單、輸出線電壓諧波含量小、可自然實(shí)現(xiàn)各H 橋單元功率均衡以及各開關(guān)管開關(guān)次數(shù)一致等優(yōu)點(diǎn)。在實(shí)驗(yàn)室研制了一臺三相4.5kW 級聯(lián)五電平逆變器的原理樣機(jī)，對所提出的SVPWM 控制算法有效性進(jìn)行了驗(yàn)證。

2 基于CPS 的多電平空間矢量控制

圖1 給出了m個H 橋單元的三相級聯(lián)型多電平逆變器，每相最多可輸出(2m+1)個電平，對應(yīng)三相開關(guān)矢量個數(shù)為(2m+1)3。

圖1 級聯(lián)型多電平逆變器電路拓?fù)銯ig.1 Topology of cascaded multi-level inverter

SVPWM 以三相合成的空間電壓矢量為控制對象，能夠提高逆變器的直流電壓利用率[19,20]。傳統(tǒng)SVPWM 實(shí)現(xiàn)方式[24]為：確定合成矢量所處的三角形區(qū)域，然后計(jì)算構(gòu)成該區(qū)域的三個基本矢量的作用時間并通過調(diào)制產(chǎn)生相應(yīng)的PWM 信號。隨著電平數(shù)的增加，三角形區(qū)域和基本矢量個數(shù)相應(yīng)增多，上述過程非常復(fù)雜，在數(shù)字控制中實(shí)現(xiàn)很困難。

2.1 簡化的多電平空間矢量控制

根據(jù)圖1 可得三相電壓

式中，m為級聯(lián)單元的個數(shù)。任意時刻的合成矢量V=(vA，vB，vC)T可以表示為

式中，VRi=(vRiA，vRiB，vRiC)T，VLi=(vLiA，vLiB，vLiC)T，i=1,2,…,m。

從式（2）可以看出，合成矢量V可分解為VR1、VL1、VR2、VL2…VRm、VLm這2m個矢量[28]，如圖2所示。對于每個矢量（VRi或VLi）而言，可以采用兩電平空間矢量合成進(jìn)行控制。當(dāng)VR1、VR2、…VRm之間依次相差θ，且

圖2 簡化電平空間矢量方法Fig.2 Level-simplified space vector diagram

輸出相電壓中2～2(m-1)倍開關(guān)頻率附近的諧波可以被消除。式（3）中Nv為載頻比。

需要說明的是，由于VLi和VRi是第i個H 橋單元左右橋臂中點(diǎn)電壓矢量，在結(jié)構(gòu)上每個H 橋輸出電壓為右橋臂電壓與左橋臂電壓之差，其電壓基波是疊加的，所以VLi與VRi反相。

文獻(xiàn)[28]把復(fù)雜的多電平空間矢量簡化為兩電平空間矢量，并保留了多電平逆變器諧波小的優(yōu)點(diǎn)。但是，將V直接分解為VRi與VLi(i=1,2,…,m)2m個矢量的計(jì)算過程比較復(fù)雜，而VRi是相角不同的m個矢量，這意味著要進(jìn)行m個兩電平空間矢量的計(jì)算。另外，對于VRi、VLi這2m個兩電平空間矢量而言，它們的最大電壓利用率都為1.15，但VRi之間及VLi之間存在相角差，因此V的幅值必然小于VR1幅值的2m倍。即按式（2）進(jìn)行合成時，總的電壓利用率將不足1.15。

2.2 基于CPS 的多電平SVPWM 控制

從每個H 橋單元來看，由于矢量VRi與VLi反向，每個H 橋單元的中點(diǎn)電壓(Vi=VRi-VLi)為三電平波形，其最低次諧波在2 倍載波頻率處。為了消除2～2(m-1)倍載波頻率處的諧波，可以借鑒CPS調(diào)制方式的特點(diǎn)：采用一個調(diào)制波分別與多個移相載波進(jìn)行比較，來消除2～2(m-1)倍載波頻率處的諧波。

基于以上思路，本文提出一種基于CPS 控制的級聯(lián)型多電平SVPWM 方法。令2m個兩電平矢量滿足：VR1=VR2=…=VRm=V/(2m)；VL1=VL2=…=VLm=-V/(2m)，總輸出電壓在幅值上就等于兩電平空間矢量輸出電壓的2m倍。同時將載波依次移相π/m，分別得到2m條載波。這里以五電平為例，如圖3 所示，4 條載波為Carrier1～Carrier4，依次移相π/2。三相調(diào)制波mA、mB、mC分別與它們進(jìn)行比較，最終得到每一組橋臂的PWM 信號，圖中給出了Sa11，Sa14，Sa21，Sa24，Sb11，Sb14，Sb21，Sb24，Sc11，Sc14，Sc21，Sc24共12 路開關(guān)管的驅(qū)動波形，對應(yīng)的上、下管互補(bǔ)工作。

圖3 基于載波移相的多電平SVPWMFig.3 CPS based SVPWM for multi-level inverter

對于m個H 橋單元的級聯(lián)多電平逆變器而言，這種移相式SVPWM 調(diào)制方式輸出電壓的諧波類似于CPS 調(diào)制方式，總輸出電壓主要的諧波將分布在2m倍載波頻率附近。

與文獻(xiàn)[28]的方法相比，基于 CPS 的多電平SVPWM 減少了矢量分解，只需進(jìn)行一次兩電平空間矢量計(jì)算即可，計(jì)算過程大為簡化；同時直流電壓最大利用率可達(dá)到1.15。

3 基于改進(jìn)PD 的多電平SVPWM 控制

3.1 改進(jìn)PD 調(diào)制策略

在多電平逆變器的4 種SPWM 調(diào)制方式中，PD調(diào)制方式輸出線電壓諧波最小[17,18]，但它存在各H橋單元功率不均衡，且開關(guān)管開關(guān)次數(shù)不一致的缺點(diǎn)。文獻(xiàn)[16]提出了一種改進(jìn)型PD，這種調(diào)制方式結(jié)合了PD 與CPS 的優(yōu)點(diǎn)：保留PD 線電壓諧波最優(yōu)，各H 橋單元可實(shí)現(xiàn)功率自然均衡，各H 橋單元開關(guān)管開關(guān)次數(shù)一致。

以五電平逆變器為例，如圖4 所示，R1橋臂開關(guān)管Sa11、Sa12的驅(qū)動由A 相調(diào)制波與Carriers1 比較得到，而Carriers1 由Carrier11～Carrier14 構(gòu)成。調(diào)制過程需要對調(diào)制波的瞬時值進(jìn)行判斷：當(dāng)調(diào)制波位于第一層時與Carrier11 交截得到Sa11的驅(qū)動PWM 波，調(diào)制波高于Carrier11 時，PWM 波為高電平，反之則為低電平，而Sa12與Sa11互補(bǔ)工作。當(dāng)調(diào)制波位于第二、三、四層時將分別與Carrier12、Carrier13、Carrier14 交截進(jìn)行調(diào)制。類似地，載波Carriers2～Carriers4 也是分別由四層載波構(gòu)成，它們相對于Carriers1 而言依次移相了π/2。同樣地，R2、L1、L2橋臂開關(guān)管的驅(qū)動分別由調(diào)制波與Carriers2、Carriers3、Carriers4 調(diào)制生成。在一個載波周期內(nèi)，調(diào)制波分別與Carriers1～Carriers4 各交截一次，對應(yīng)的4 個橋臂的開關(guān)管各動作一次；同時每個H 橋輸出電壓基波為Vi=VRi-VLi=V/2，每相m個H 橋單元是串聯(lián)關(guān)系（即電流相等），所以各H 橋傳輸功率相等。因此改進(jìn)PD 具備了CPS調(diào)制方式功率自然均衡和開關(guān)管開關(guān)次數(shù)一致的優(yōu)點(diǎn)。

圖4 改進(jìn)PD 調(diào)制方式的載波Fig.4 The carriers of improved PD

3.2 基于改進(jìn)PD 的多電平SVPWM 控制

改進(jìn)PD 結(jié)合了PD 與CPS 二者的優(yōu)點(diǎn)，把這一思路應(yīng)用于前面提出的基于 CPS 的多電平SVPWM 控制之中，使得輸出線電壓的諧波得到進(jìn)一步優(yōu)化。

這里只要把由VRi與VLi(i=1,2,…,m)計(jì)算得到的三相調(diào)制波mA、mB、mC分別與圖5 所示的2m組載波分別進(jìn)行調(diào)制即可。

圖5 基于改進(jìn)PD 的SVPWM 調(diào)制方式Fig.5 PD based SVPWM for multi-level inverter

以五電平為例，如圖5 所示，粗實(shí)線、細(xì)實(shí)線、粗虛線、細(xì)虛線分別為Carriers1～Carriers4，圖中給出了Sa11，Sa14，Sa21，Sa24，Sb11，Sb14，Sb21，Sb24，Sc11，Sc14，Sc21，Sc24共12 只開關(guān)管的開斷信號，它們對應(yīng)的上下管互補(bǔ)工作。

基于改進(jìn)PD 的SVPWM 確實(shí)能夠較好地結(jié)合PD、CPS和SVPWM 的優(yōu)點(diǎn)，但因?yàn)樵谡{(diào)制波與載波比較生成 PWM 波的過程，需要判斷調(diào)制波位于哪一層，然后選擇對應(yīng)的載波（對五電平則為 Carrier11～Carrier14，Carrier21～Carrier24，Carrier31～Carrier34，Carrier41～Carrier44）與之交截。若有m個H 單元級聯(lián)，則調(diào)制過程涉及到的載波共有4m2個，數(shù)量較多，且這些載波與傳統(tǒng)的鋸齒或三角載波相比，其波形不規(guī)則，在數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)上有一定的難度。

4 調(diào)制過程的實(shí)現(xiàn)

調(diào)制過程是調(diào)制波與載波交截產(chǎn)生PWM 驅(qū)動的過程。交截點(diǎn)是隨著調(diào)制波變化而變化，注意到，相鄰兩交截點(diǎn)之間開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)并沒有變化。通過判斷相鄰兩個開關(guān)狀態(tài)的切換條件同樣可以實(shí)現(xiàn)PWM 調(diào)制過程。本文應(yīng)用該方法，實(shí)現(xiàn)改進(jìn)PD的SVPWM 控制算法。

4.1 開關(guān)狀態(tài)的分析

圖6 給出了改進(jìn)PD 調(diào)制方式與PD 調(diào)制方式的對比。圖6a是改進(jìn)PD 調(diào)制方式，這里把圖4 的四組載波放在一起，按照調(diào)制波與四路載波的關(guān)系在載波周期內(nèi)把圖6a 分成32 個三角形區(qū)域，每一個區(qū)域?qū)?yīng)一個4 位數(shù)字，其定義為：第一位是1 就表示調(diào)制波在該處與Carriers1 進(jìn)行調(diào)制時比較輸出為高電平，對應(yīng)Sa11的驅(qū)動為高電平，Sa12的驅(qū)動為低電平，相反第一位是0。同樣，第i(i=1,2,3,4)位是1 表示調(diào)制波在該處與Carriersi進(jìn)行調(diào)制時比較輸出為高電平；是0 則表示為低電平。

圖6 PD 與改進(jìn)PD 調(diào)制的聯(lián)系Fig.6 The connection between PD and improved PD

這樣，每個三角形的4 位數(shù)字就對應(yīng)一種相電壓的輸出及其開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)。以狀態(tài)為 0111的三角形為例，當(dāng)調(diào)制波在該區(qū)間內(nèi)時，它比Carriers1 低，但比Carriers2～Carriers4 高，所以開關(guān)管Sa11驅(qū)動為低電平，Sa21、Sa14、Sa24驅(qū)動為高電平，此時a 相輸出電壓為E。依次類推，在改進(jìn)PD 調(diào)制方式中，狀態(tài)1111 對應(yīng)逆變器輸出2E；狀態(tài)0111、1011、1101、1110 對應(yīng)逆變器輸出E；狀態(tài)0110、0011、1001、1100 對應(yīng)逆變器輸出0；狀態(tài)0100、0010、0001、1000 對應(yīng)逆變器輸出–E；狀態(tài)0000 對應(yīng)逆變器輸出–2E。

對于PD 調(diào)制方式，如圖6b 所示，由于它的載波是層疊的4 路，按照調(diào)制波與4 路載波的關(guān)系，同樣的定義可以發(fā)現(xiàn)它只有1111、0111、0011、0001和0000 五種開關(guān)狀態(tài)，逆變器輸出相電壓分別對應(yīng)為2E、E、0、–E和–2E。

通過上述分析，對比改進(jìn)PD和PD 可以發(fā)現(xiàn)，在輸出電壓為E、0、–E時，前者多利用了1011、1101、1110、0110、1001、1100、0100、0010、1000共9 個冗余的開關(guān)狀態(tài)，但并沒改變逆變器的輸出電壓，所以同樣的調(diào)制波分別與圖6 兩種載波比較得到的逆變器總輸出電壓波形是完全一樣的，諧波分布也就一樣。但是改進(jìn)PD 的載波具有了CPS 載波移相的特點(diǎn)，因此各個開關(guān)管開關(guān)次數(shù)一致，且各H 橋傳輸功率均衡。

4.2 基于改進(jìn)PD 的SVPWM 控制的狀態(tài)機(jī)實(shí)現(xiàn)

圖6a 的改進(jìn)PD 調(diào)制方式，其每個三角形區(qū)間有一個4 位數(shù)表示調(diào)制波與各路載波的關(guān)系，它對應(yīng)一種開關(guān)狀態(tài)，也即對應(yīng)一種逆變器輸出電平。

在如圖6a 所示的一個載波周期內(nèi)共有32 個開關(guān)狀態(tài)，為陳述方便，將32 個開關(guān)狀態(tài)所在的三角形編號為1～32。

現(xiàn)在對改進(jìn)PD 調(diào)制方式在數(shù)字控制下整個調(diào)制過程進(jìn)行分析。取圖6a 中0111 的區(qū)域?yàn)槔?dāng)調(diào)制波在這個區(qū)間時，隨著時間的變化，調(diào)制波的位置可能出現(xiàn)四種情況：仍然在0111 的區(qū)間；上跳到1111 的區(qū)間；下跳到0110 的區(qū)間；向右到0011的區(qū)間，如圖7 所示。這個過程可以用右邊的狀態(tài)切換圖來表示，而狀態(tài)跳變的條件是圖中的sta值，它表示一個載波周期內(nèi)調(diào)制波所處三角形的編號，可以通過調(diào)制波的值與三角載波比較得到，其取值范圍為1～32，這樣根據(jù)sta的取值就知道該時刻調(diào)制波的位置。

圖7 逆變器輸出狀態(tài)的切換Fig.7 The output state change of the inverter

把一個周期內(nèi)的所有區(qū)間的狀態(tài)切換過程結(jié)合起來，可以得到圖8 所示的時序邏輯圖，每一橢圓里標(biāo)注當(dāng)前輸出的開關(guān)狀態(tài)，括號內(nèi)的數(shù)字即為sta的取值。通過判斷sta來判斷和改變系統(tǒng)下一次的輸出狀態(tài)，即各個開關(guān)管的PWM 信號，從而實(shí)現(xiàn)從一個狀態(tài)切換到下一狀態(tài)，這樣調(diào)制過程不需要構(gòu)建數(shù)量多且波形復(fù)雜的載波。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文提出的SVPWM 控制算法，在實(shí)驗(yàn)室研制了一臺三相4.5kW 級聯(lián)五電平逆變器原理樣機(jī)，各H 橋單元輸入電壓源電壓均為E=180V，開關(guān)管開關(guān)頻率fc=5kHz，輸出等效開關(guān)頻率fe=20kHz。

圖9 給出了逆變器輸出濾波后的相電壓和線電壓波形。由圖9 可見，輸出相電壓可等效為在正序基波里面注入了零序電壓，能夠把電壓利用率提高到1.15。三相線電壓波形正弦，頻率為50Hz，有效值為380V。

圖8 改進(jìn)PD 調(diào)制方法基于狀態(tài)機(jī)的實(shí)現(xiàn)Fig.8 Achievement of improved PD based on state machine

圖9 系統(tǒng)輸出電壓波形Fig.9 The output voltage waveforms

圖10 給出了基于CPS 的SVPWM 控制算法實(shí)驗(yàn)波形。圖10a是濾波后線電壓vab、逆變橋輸出的相電壓vA和線電壓vAB。圖10b是對vA和vAB進(jìn)行FTT 分析的頻譜圖?？梢钥闯觯畹痛伍_關(guān)諧波同樣分布在20kHz 附近。圖10c是vA和vAB在20kHz附近展開的頻譜圖。同CPS 調(diào)制方式類似，相電壓中主要次開關(guān)諧波位于20kHz 附近，該主要次開關(guān)諧波在線電壓中是疊加的。

圖10 基于CPS 的SVPWM 調(diào)制下的波形及頻譜Fig.10 The waveforms and spectrum of SVPWM based on CPS

圖11是本文提出的基于改進(jìn)PD 的SVPWM 控制算法兩H 橋單元輸出電壓和對應(yīng)瞬時功率的實(shí)驗(yàn)波形。借助功率分析儀測得H1橋和H2橋輸出功率的平均值分別為770W和760W，說明兩H 橋自然實(shí)現(xiàn)了功率均衡。又因?yàn)槊總€載波周期內(nèi)調(diào)制波僅與載波交截一次，對應(yīng)開關(guān)管動作一次，因此提出的SVPWM 控制算法也具有CPS 調(diào)制方式開關(guān)管開關(guān)次數(shù)一致的優(yōu)點(diǎn)。

圖11 改進(jìn)PD 的SVPWM 調(diào)制兩H 橋輸出電壓和功率Fig.11 The voltage and power of two H-bridges of SVPWM based on improved PD

圖12 改進(jìn)PD 的SVPWM 調(diào)制下的波形及頻譜Fig.12 The waveforms and spectrum of SVPWM based on the improved PD

圖12是基于改進(jìn)PD 的SVPWM 控制算法實(shí)驗(yàn)波形。圖12a是濾波后線電壓vab、逆變橋輸出的線電壓vAB和相電壓vA。圖12b是對vA和vAB進(jìn)行FTT分析的頻譜圖?？梢钥闯觯畹痛伍_關(guān)諧波同樣分布在20kHz 附近。圖12c是vA和vAB在20kHz 附近展開的頻譜圖。同PD 調(diào)制方式類似，相電壓中主要次開關(guān)諧波位于20kHz 處，該主要次開關(guān)諧波在線電壓中被自然抵消。

比較圖10c和圖12c 可以發(fā)現(xiàn)：前者等效于CPS調(diào)制方式，后者等效于PD 調(diào)制方式，前者相電壓中的主要次開關(guān)諧波在線電壓中是疊加的，而后者的線電壓中主要次開關(guān)諧波被自然抵消，因此后者線電壓總的諧波較小。這表明本文提出的SVPWM控制算法在三相系統(tǒng)中具有更低的線電壓諧波，從而有利于減小輸出濾波器。

上述實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：基于本文提出的SVPWM控制算法，能夠有效降低SVPWM 控制算法的復(fù)雜度，各H 橋單元功率自然實(shí)現(xiàn)均衡，開關(guān)管開關(guān)次數(shù)達(dá)到一致，同時輸出線電壓諧波更小。有效結(jié)合了CPS、PD、SVPWM 三者的優(yōu)點(diǎn)。

6 結(jié)論

本文提出了一種適合于級聯(lián)型多電平逆變器的SVPWM 控制算法。通過將合成矢量等效為2m個兩電平矢量疊加（m為級聯(lián)單元的個數(shù)），多電平的SVPWM 調(diào)制可簡化為2m個傳統(tǒng)兩電平SVPWM的移相疊加。通過將生成PWM 脈沖序列的載波重構(gòu)，可以使輸出線電壓開關(guān)諧波含量更小，同時各H 橋單元輸出功率自然實(shí)現(xiàn)均衡，各開關(guān)管開關(guān)次數(shù)保持一致。采用狀態(tài)機(jī)實(shí)現(xiàn)了所提出的SVPWM控制算法。

在實(shí)驗(yàn)室搭建了一臺三相4.5kW 級聯(lián)五電平逆變器原理樣機(jī)，對傳統(tǒng) SVPWM和本文所提出的SVPWM 兩種策略諧波進(jìn)行了分析和比較，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了本文提出的SVPWM 調(diào)制方式具有輸出線電壓諧波更小，可以自然實(shí)現(xiàn)各H 橋單元功率均衡，開關(guān)管開關(guān)次數(shù)一致等優(yōu)點(diǎn)。

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