基于折疊枝節加載多模諧振器的超寬帶濾波器

曹暉暉，張友俊

（上海海事大學 信息工程學院，上海 201306）

2002年美國聯邦委員會（FCC）將 3.1～10.6 GHz之間的頻段分配給超寬帶通信系統使用[1]以后，作為其重要組成部分，超寬帶濾波器成為了國內外研究的熱點。文獻[2]中提出了基于多模諧振器的超寬帶濾波器的設計方法，之后很多學者對基于多模諧振器的超寬帶濾波器結構進行了大量擴展性的研究。例如運用基于枝節線加載的三模、四模、五模[3－5]等各種改進型諧振器結構的超寬帶濾波器。雖然這些超寬帶濾波器可以滿足 FCC對于超寬帶濾波器在通帶特性方面的要求，但是其中有些濾波器的邊帶選擇性較差，特別是在低頻邊帶的衰減速度比較緩慢[6]。文獻[7]提出中心加載T型開路枝節，離中心位置較近的兩邊分別加載開路階梯阻抗線，具有陡峭群邊沿和寬阻帶的寬帶濾波器。文獻[8]中提出的折疊多模諧振器結構，用于實現雙通帶帶通濾波器，該濾波器結構緊湊，插入損耗小，帶外抑制良好。

本文在文獻[7－8]的基礎上進行改進，提出一種加載折疊枝節的多模諧振器，利用該多模諧振器設計超寬帶濾波器。這是一種新型的超寬帶拓撲結構，其通帶范圍達到2.9～10.7 GHz，該濾波器通帶選擇性良好，而且具有帶內衰減小的優良性能。

1 超寬帶濾波器結構分析

圖1為所設計的基于折疊枝節加載多模諧振器的超寬帶濾波器的物理結構。文獻[7]提出的一種寬帶濾波器的多模諧振器結構如圖2所示，在均勻阻抗線上離中心位置l2處的兩邊分別加載一個開路階梯阻抗線。本文將這種諧振器用于超寬帶濾波器的設計中。諧振器為對稱結構，可以應用奇偶模分析法，其奇偶等效電路如圖 2（b)、（c）所示。

圖1 超寬帶濾波器的物理結構Fig.1 Physical structure of the UWB filter

諧振條件是

式（1）中Yodd和Yeven分別為奇模和偶模的等效電路的輸入導納。該多模諧振器有三個諧振頻率，通過合理地調節物理參數，可以使它們合理的分布在3.1～10.6 GHz的通帶范圍內。將該諧振器與50Ω輸入輸出端口線進行交指耦合設計出一個超寬帶濾波器。圖3是其仿真結果。采用介電常數為2.65，厚度為1 mm的介質板，其中各部分的參數（單位：mm）如 下 ：l1=18.4，l2=0.8，l3=0.7，l4=3.2，w0=0.3，w1=0.8，w=0.2，d=7.6，d1=0.4。

圖2 傳統的多模諧振器結構Fig.2 The traditional structure of multi－mode resonator

圖3 傳統濾波器仿真S曲線Fig.3 The simulation Scurve of traditional filter

從圖3可以看出，該濾波器帶寬可以達到3.1～10 GHz，，通帶內插入損耗優于1 dB，基本滿足UWB的需求，但是低阻帶衰減較慢，為了改善濾波器的性能，在其中心引入一個開路折疊枝節，使諧振器增加一個諧振模式，而且能在低頻段產生一個傳輸零點。

圖4 折疊枝節加載多模諧振器結構Fig.4 The structure of the Folded stubs loaded multi－mode resonator

圖4 為本文所設計的新型超寬帶濾波器的諧振器結構。由于諧振器是對稱結構，同樣可以采用奇偶模分析法。定義階梯阻抗線、折疊枝節的導納比K1=Y1/Y、K2=Y3/Y2，以及它們的電長度比 R1=θ4/（θ1+θ2+θ3）、R2=θ6/θ5。 其中 Y 為導納，θ為電長度。折疊枝節的導納和電長度Y3、θ6由a1、a2確定。由式（1）可知，通過調節 K1、K2、R1、R2的大小，可以控制各個奇偶模諧振頻率，從而控制傳輸零點的位置和濾波器的性能。而K1、K2、R1、R2主 要通 過調 節 a1、a2、a3、l4等參數就 可以得 到 控制。將該多模諧振器與50Ω輸入輸出端口線進行耦合，并用電磁仿真軟件HFSS13.0進行仿真得到濾波器的衰減響應|S21|，從而可以觀察到多模諧振器的折疊枝節各參數對于濾波器性能的影響。

圖5 折疊枝節對S曲線的影響Fig.5 The folded stubs influence on Scurves

圖5 為所加載的折疊枝節各參數對濾波器S曲線的影響。 其中（a）、（b）分別為折疊枝節的 a1、a2從 0.7 mm 增加到1.3 mm時，濾波器的S21曲線。可以看出a1的變化對濾波器的通帶產生了較大的影響，隨著a1的增大，下阻帶的傳輸零點不斷向左移動，而上阻帶基本保持不變，于是濾波器的帶寬就增加了。a2的變化對上下阻帶的影響都不大，即對濾波器的帶寬影響不大。（c）為中心加載折疊枝節的長度a3從4.9 mm到6.9 mm變化時的S21曲線。可以看出a3的變化主要對下阻帶產生影響，隨著a3的增大，上阻帶的傳輸零點左移，即向低頻段移動，也就是說帶寬在增加。于是，從圖5中可知，中心加載的開路折疊枝節在下阻帶產生的傳輸零點的位置主要受a1和a3影響，所以可以通過控制a1和a3的大小來調節下阻帶傳輸零點的位置。同時，通帶內的S21曲線部分位置的下陷說明a1、a2和a3對帶內耦合也有一定的影響 。而對于上阻帶的傳輸零點的位置可以從諧振器的水平方向上分析，即離中心l2處的階梯阻抗線。l4為階梯阻抗線的低阻抗線的長度，改變l4就會改變整個階梯阻抗的電長度比。

圖6 l4變化時S21曲線Fig.6 S21 curves of different l4

圖6 為l4從1.9 mm到3.9 mm變化時S21曲線。可以看出隨著l4的增大，上阻帶的傳輸零點左移，即想低頻段移動，而下阻帶基本不變，從而帶寬減小了。l4的變化不僅使上阻帶的傳輸零點移動，使得帶寬發生變化，而且對帶內插入損耗的影響也非常大。

綜上所述，a1和a3控制下阻帶，l4控制上阻帶，各參數都對濾波器的插入損耗有影響。于是可以主要通過調節上述的四個參數a1、a2、a3和l4的大小來控制濾波器兩個傳輸零點的位置和諧振頻率，從而控制濾波器的帶寬，然后再進行優化，得出合理的參數比，改善帶內插入損耗，就可以得出比較理想的S21曲線。

2 濾波器的仿真與測試

基于加載折疊枝節多模諧振器，本文提出了圖1所示的超寬帶濾波器。多模諧振器與50Ω的輸入輸出端口線采用交指耦合的方式相連。通過電磁仿真軟件HFSS13.0的仿真優化設計，得到優化后的尺寸（單位：mm）：l1=18.4，l2=0.8，l3=0.7，l4=2.9，w0=0.2，w1=0.8，w=0.2，d=7.6，d1=0.5，a1=1，a2=1，a3=5.9。所采用的介質基板的介電常數是2.65，厚度為1 mm，輸入輸出端口饋線長寬分別為5 mm、2.8 mm，整體物理尺寸為29.4 mm×12 mm。圖7為濾波器的加工實物圖。圖8為超寬帶濾波器的仿真和測試S參數。實物測試是利用矢量網絡分析儀對實物進行了測量。由實驗結果可知，基于折疊枝節加載多模諧振器的超寬帶濾波器的通帶范圍為2.9～10.7 GHz，通帶內的插入損耗小于1 dB，回波損耗優于－10 dB，下阻帶邊緣陡峭，帶外阻帶11～16 GHz頻段內衰減大于20 dB。可以看出該濾波器具有良好的通帶特性和頻率選擇性。測量結果和仿真結果吻合性較好，實測與仿真的插入損耗值有所偏離，主要是由于加工誤差、SMA接頭損耗等引起的。

3 結 論

本文基于折疊枝節加載多模諧振器，設計一種新型的超寬帶濾波器。調節濾波器水平方向上階梯阻抗線和垂直方向上折疊枝節的參數，控制濾波器的阻抗比和電長度比，從而控制諧振頻率及傳輸零點的位置，以達到控制濾波器的帶寬、選擇性和插入損耗等性能。經過加工和實驗驗證，仿真和實驗結果吻合，表明該濾波器具有低插入損耗，選擇性良好等優點。

圖7 濾波器加工實物圖Fig.7 Physical model of the filter

圖8 濾波器的仿真測試結果Fig.8 The simuzation and testing results of the filter

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