大功率盤式交流永磁同步電機電磁場分析

陳起旭,徐俊,楊松,王云洪,趙龍濤,曹秉剛

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大功率盤式交流永磁同步電機電磁場分析

陳起旭1,徐俊1,楊松2,王云洪2,趙龍濤2,曹秉剛1

盤式交流永磁同步電機(以下簡稱盤式電機)是一種采用軸向磁通勵磁,通過盤形定、轉子的相對運動在轉子軸上產生電磁轉矩的特殊電機。由于盤式電機兼具軸向尺寸短、功率密度高、轉動慣量小以及結構簡單、體積小、質量輕、損耗小、效率高等優點[1-2],目前已逐漸應用于航空航天、石油鉆探、數控機床、工業機器、電動汽車等領域。

近年來,國內外學者對盤式電機進行了大量的研究。文獻[3]利用三維有限元方法對盤式電機的起動性能和電感參數進行了仿真研究,但只是計算了電機的交直軸電樞反應電感,并利用MATLAB建立了仿真模型,驗證了盤式電機的起動特性;文獻[4-5]針對有槽繞組的軸向磁通永磁電機,在降低齒槽轉矩和空載功率損耗方面進行了實驗研究,在實驗平臺上通過改變氣隙、斜極、轉子盤的相對角度偏移以及使用PVC或Somaloy材料制作的槽楔來封閉槽口,研究了這些措施對齒槽轉矩和空載反電勢的影響,但研究對象是單定子、單轉子方案,且沒有考慮負載工況以及電感參數;文獻[6]使用有限元方法對電機定子鐵芯采用的軟磁材料和卷繞帶狀材料進行了鐵芯損耗的對比研究。文獻[7]提出了一種混合勵磁的軸向磁通電機,采用單定子雙轉子拓撲結構,通過使用旋轉的勵磁繞組,使磁鏈可以在很寬的范圍內調整,并對設計的樣機進行了有限元分析和實驗對比,分析了線反電勢及其傅里葉分解,但此項研究僅僅考慮了恒功率區的功率損耗。文獻[8]提出了一種無鐵芯軸向磁通電機,并進行了基于Maxwell方程的三維磁場分析預測和基于磁場標量磁勢的有限元計算,得到了磁場分布和齒槽轉矩,但是并沒有考慮過載、恒轉矩、恒功率等工況,只是對比分析了兩種方法計算空載氣隙磁通密度和齒槽轉矩波形的誤差。文獻[9]對比分析了永磁體斜極和無斜極雙外轉子單內定子的圓環形表貼式電機,使用三維有限元軟件分析了空載氣隙磁通密度、齒槽轉矩和脈動轉矩,但是沒有考慮永磁體的極弧系數、槽口寬度、極槽配合等參數對齒槽轉矩的影響。

目前,針對雙定子單轉子的盤式電機,尤其是應用于石油鉆井平臺領域的大功率低轉矩脈動盤式電機,在抗海上鹽霧、過載及弱磁調速能力等方面的研究還是空白。

本文針對應用于石油鉆井平臺的510 kW盤式交流永磁同步電機,采用三維電磁場仿真軟件,從改變永磁磁極參數、電樞參數以及電樞槽數和極數的合理組合入手,分析了影響空載齒槽轉矩的參數;在負載方面,考慮了恒轉矩、恒功率以及過載工作狀態,分析了不同電流激勵源、不同內功率因數角下的電磁轉矩波形。建模中考慮了模型的對稱性和周期性,將整體模型簡化為1/4模型,相對于全模型仿真,顯著降低了仿真的計算量,節約仿真時間60%以上。最后,結合空載和負載求得的參數繪制了盤式電機矢量圖,求得了同步電感值。

1 盤式電機的結構與主要參數

1.1 盤式電機的結構

研究對象是一臺應用于石油鉆井平臺的510 kW盤式交流永磁同步電機,其結構如圖1所示,主要由齒輪箱組件、定子組件、轉子組件、機座與出線盒組件以及盤式剎車組件等組成,其中電機部分采用的是雙定子單轉子結構方案,優點是既可以平衡由于軸向氣隙偏心產生的單邊磁拉力,又便于在端蓋設計冷卻水路,以利于電機散熱。

圖1 盤式電機數字樣機爆炸圖

定子鐵芯采用高磁導率、低損耗、超薄的卷繞帶狀材料制成,有利于減小渦流損耗和磁滯損耗。轉子組件采用鐵芯結構,兩側永磁體的排列形式可以分為NS型和NN型兩種,如圖2所示。當轉子兩側的永磁體采用NS型排列方式時,轉子上、下面相同位置的永磁體的勵磁方向是一致的,兩個永磁體勵磁相疊加,因此較小尺寸的永磁體即可達到所需的氣隙磁通量。然而,當轉子兩側的永磁體為NN型排列方式時,由于該組永磁體勵磁方向是相反的,在同一位置的磁勢、磁通密度相互之間被削弱,在這種情況下要達到與NS型排列相同的電機性能,必須在一定程度上增加永磁體的厚度或者增大極弧系數,以達到增大勵磁的目的。由此可知,在參數相同的條件下,永磁體采用NS型排列時的功率密度高于NN型排列時的,因此本設計中采用NS型結構的設計方案。

(a)永磁體NS型排列

(b)永磁體NN型排列圖2 不同排列方式的永磁體勵磁結構

1.2 盤式電機的主要參數

盤式電機的主要設計參數如表1所示,依此設計可以提供1.5倍的過載,轉速可弱磁擴速到 2 000 r/min。

表1 盤式電機的主要參數

2 盤式電機電磁場分析

2.1 建模

盤式電機采用16極18槽電磁方案。考慮模型的對稱性和周期性,將整體模型簡化成1/4模型,如圖3所示。

(a)全模型 (b)1/4模型圖3 盤式電機的全模型與1/4模型

2.2 空載時的齒槽轉矩分析

盤式電機的齒槽轉矩是在繞組無電流激勵下由永磁體和定子鐵芯相互作用產生的轉矩,是由永磁體與電樞齒相互作用力的切向分量引起的。

削弱齒槽轉矩的方法可歸納為三大類:改變永磁磁極參數;改變電樞參數;電樞槽數和極數的合理組合。所以,本文空載分析的重點主要關注永磁體極弧系數、槽口寬度、極槽配合3個參數對齒槽轉矩的影響。

(a)永磁體與電樞的相對位置 (b)剩磁密度分布圖4 永磁體與電樞的相對位置及剩磁密度分布

氣隙磁通密度沿電樞表面的分布可近似表示成

(1)

式中:Br(θ)、δ(θ,α)、hm(θ)分別為永磁體的剩磁密度、有效氣隙長度和沿充磁方向的厚度。

(2)

考慮定子鐵芯卷繞工藝的可實現性,采用等槽口寬度。研究槽口寬度變化對齒槽轉矩的影響,可以達到削弱齒槽轉矩的目的。影響系數

(3)

結合式(2)和式(3),得到如下齒槽轉矩表達式[10]

(4)

式中:La為電樞鐵芯的軸向長度;R1和R2分別為電樞外半徑和定子軛內半徑;n是使nz/2p為整數的整數。

2.2.1 空載磁通密度分布 在定子繞組無電流激勵、只考慮永磁體勵磁和額定轉速、極弧系數取0.85的條件下,得到了磁通密度幅值和磁通密度矢量云圖分布,分別如圖5、圖6所示。在空載狀態下,提取中間氣隙處的磁通密度曲線,并對其進行傅里葉分解,得到基波及各次諧波分布,如圖7所示,結果滿足氣隙磁通密度的設計要求。

圖5 盤式電機的磁通密度幅值云圖

圖6 盤式電機的磁通密度矢量云圖

圖7 極弧系數取0.85時的氣隙磁通密度傅里葉分解

2.2.2 永磁體極弧系數對齒槽轉矩的影響 從式(2)可以看出,極弧系數影響氣隙磁通密度。當其他參數不變、極弧系數取0.75～0.9時,得到的氣隙磁通密度波形如圖8所示,不同極弧系數下的基波及各次諧波分布如圖9所示。

圖8 不同極弧系數下的氣隙磁通密度波形

圖9 不同極弧系數下的氣隙磁通密度基波及各次諧波分布

從圖9可以看出,當其他參數不變、極弧系數取0.8和0.85時,氣隙磁通密度的5次和7次諧波被大大削弱了。

當極弧系數取0.85時,得到的最小齒槽轉矩為38.89 N·m,如圖10所示,這一結果能保證電機在低速運行時的穩定性。

圖10 不同極弧系數下的齒槽轉矩分布

2.2.3 槽口寬度對齒槽轉矩的影響 極弧系數取0.85,其他參數不變,槽口寬度bs0依次取3、4、5、6 mm,得到的齒槽轉矩分布如圖11所示。

圖11 不同槽口寬度下的齒槽轉矩分布

考慮到嵌線的方便性,槽口寬度取5 mm,得到最小齒槽轉矩為30.64 N·m。

2.2.4 極槽配合對齒槽轉矩的影響 為了有效削弱齒槽轉矩,應使一個齒距內齒槽轉矩的周期數(Np)較多,同時縮短繞組端部長度。經過優選,確定盤式電機采用16極18槽的多極少槽方案。

(5)

式中:gcd(z,2p)表示槽數z與極數2p的最大公約數。

上面分別從極弧系數、槽口寬度和極槽配合的角度,研究了影響齒槽轉矩的主要參數,得到了最小的齒槽轉矩,這將有利于明顯降低轉矩波動,從而降低電機的振動和噪聲,提高系統的控制精度和品質。

2.3 盤式電機負載分析

在進行盤式電機負載仿真分析時,分別給三相繞組加載額定的相電流,三相電流的相位相差120°。加載的三相對稱電流[10-13]如下

(6)

式中:Im為相電流的有效值;f=np/60;n為額定轉速;Ψ為內功率因數角(電流與相反電動勢之間的夾角)。

因為定子的三相對稱繞組接成星形結構,所以定子的A相電流iA(t)與相反電勢eA(t)的表達式如下[11-13]

(7)

(8)

式中:ω1為基波角頻率,穩態時為轉子的電角頻率。A相的電磁功率可表示為

(9)

同理,B相和C相的電磁功率可表示為

(10)

(11)

得到電磁轉矩如下

(12)

式中:Ω為轉子的機械角速度。

由此,可得盤式電機帶負載時在不同電流、轉速和內功率因數角工況下的輸出電磁轉矩曲線,如圖12所示。

圖12 輸出電磁轉矩曲線

由圖12可知:當相電流為1 140 A、額定轉速為1 600 r/min、內功率因數角為47°時(上部曲線),盤式電機可達到1.5倍過載,平均輸出電磁轉矩為4.756 kN·m;當相電流為550 A、額定轉速為1 600 r/min、內功率因數角為22°時(中間曲線),平均輸出電磁轉矩為3.115 kN·m;當相電流為550 A、轉速為2 000 r/min、內功率因數角為41°時(下部曲線),平均輸出電磁轉矩為2.577 kN·m,為恒功率調速。

2.4 電感計算方法

通過Ansoft軟件計算同步電感的方法[9]如下:

(1)在空載仿真中,通過設定轉子的初始位置,尋求A相空載反電勢的過零點;

(2)在進行額定轉速下的負載仿真中,Ansoft軟件中添加的激勵為外電壓源電路,在轉矩達到額定轉矩時,得到仿真模型的功率角δ;

(3)通過Ansoft軟件后處理模塊獲得相電流曲線,計算出電機模型的內功率因數角Ψ;

(4)作電機電壓的向量圖,如圖13所示,求出電機的同步電抗Xs,進而得到電感Ls。

圖13 盤式電機向量圖

盤式電機的電壓方程為

(13)

由于繞組電阻非常小,因此可以忽略。代入其余參數,當電機在額定轉速和額定轉矩狀態下工作時,可得到電機的同步電感為0.31 mH。

3 結 論

本文采用Ansoft軟件對510 kW大功率盤式電機進行了三維電磁場建模和仿真,獲得如下結論。

(1)在電機空載狀態,分析了空載磁通密度分布,以及永磁體極弧系數、槽口寬度和極槽配合對齒槽轉矩的影響。對于極弧系數取0.85、槽口寬度取5 mm、極槽配合為18槽16極的多極少槽方案,可得到最小的齒槽轉矩30.64 N·m。

(2)在電機負載狀態,分析了不同電流激勵源和內功率因數角下的電磁轉矩波形:在恒轉矩區,當相電流為550 A、內功率因數角為22°、額定轉速為1 600 r/min時,電磁轉矩為3.115 kN·m;在恒功率調速區,當相電流為550 A、轉速為2 000 r/min、內功率因數角為41°時,電磁轉矩為2.577 kN·m;在過載工作狀態,當相電流為1 140 A、額定轉速為1 600 r/min、內功率因數角為47°時,電機可達到1.5倍過載,此時盤式電機的電磁轉矩為4.756 kN·m。

(3)結合電機空載和負載狀態求得的參數,繪制了盤式電機矢量圖,求得電機的同步電感為0.31 mH。

(4)在相同的電機體積下,該電機的電磁轉矩密度顯著提高,內功率因數角調整裕度較大,可滿足過載能力要求。

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(編輯 葛趙青)

(1.西安交通大學機械工程學院,710049,西安;2.青島海西電機有限公司,266000,山東青島)

針對應用于石油鉆井平臺的510 kW盤式交流永磁同步電機進行了建模,并分別從空載、負載、電感角度進行了三維電磁場仿真。建模中考慮了模型的對稱性和周期性,將整體模型簡化成1/4模型,從而顯著減少了仿真的計算量。在電機空載狀態下,得到了空載磁通密度分布,分析了永磁體極弧系數、槽口寬度和極槽配合對齒槽轉矩的影響,通過優化,在永磁體極弧系數取0.85、槽口寬度取5 mm、極槽配合取18槽16極時,得到了最小的齒槽轉矩30.64 N·m,這將有利于降低轉矩波動,從而減小電機的振動和噪聲,提高系統的控制精度和品質。在電機負載狀態下,分析了不同電流激勵源和內功率因數角下的電磁轉矩波形:在恒轉矩區,當相電流為550 A、內功率因數角為22°、額定轉速為1 600 r/min時的電磁轉矩為3.115 kN·m;在恒功率調速區,當相電流為550 A、內功率因數角為41°、轉速為2 000 r/min時,電磁轉矩為2.577 kN·m;在過載工作區,當相電流為1 140 A、內功率因數角為47°、額定轉速為1 600 r/min時,電磁轉矩為4.756 kN·m,電機達到1.5倍過載。與同體積的其他電機相比,該電機的電磁轉矩密度有顯著提高,內功率因數角調整裕度也較大,能滿足過載能力要求。此外,結合電機空載和負載求得的參數,繪制了盤式電機矢量圖,求得同步電感值為0.31 mH。

盤式交流永磁同步電機;電磁場;電磁轉矩;仿真

Electromagnetic Field Analysis on High-Power Disc-Type AC Permanent Magnet Synchronous Motor

CHEN Qixu1,XU Jun1,YANG Song2,WANG Yunhong2,ZHAO Longtao2,CAO Binggang1

(1. School of Mechanical Engineering, Xi’an Jiaotong University, Xi’an 710049, China; 2. Qingdao Haixi Electrical Machine Limited Corporation, Qingdao, Shandong 266000, China)

A 3D electromagnetic field was modelled and simulated in the design of a 510 kW disk-type AC permanent magnet synchronous motor used on oil drilling platform. Considering the symmetry and periodicity of this model, the model was simplified into a one-fourth part hence the computing workload was greatly reduced. Under no-load condition, the no-load flux density distribution and the effects of pole arc-coefficient, slot opening width, and slot-pole combination on the cogging torque were analyzed. By optimization, the minimum value of cogging torque was 30.64 N·m when the pole arc-coefficient was set 0.85, the slot opening width was set 5 mm, and an 18 slot-16 pole combination was adopted. This significantly reduced motor torque fluctuation, hence reduced vibration and noise levels and improved the control accuracy and quality of the system. When the motor was working under loading condition, the waveforms of electromagnetic torque were analyzed under different exciting currents and inner power factor angles. The electromagnetic torques under different operation conditions were also obtained. Research shows that the electromagnetic torque density of this motor increases significantly compared with other motors with the same volume, and its adjustment margin of inner power factor angle is quite large, satisfying the requirement of overloading. Moreover, according to the obtained no-load and load parameters, the vectorgraph of this disk-type synchronous motor was drawn and the synchronous inductance value of 0.31 mH was obtained.

disc-type AC permanent magnet synchronous motor; electromagnetic field; electromagnetic torque; simulation

2015-01-11。 作者簡介:陳起旭(1982—),男,博士生;徐俊(通信作者),男,講師。 基金項目:國家自然科學基金資助項目(51405374)。

時間:2015-06-17

http:∥www.cnki.net/kcms/detail/61.1069.T.20150617.0902.009.html

10.7652/xjtuxb201509020

TM32

A

0253-987X(2015)09-0120-06