SiC MOSFET、Si CoolMOS和IGBT的特性對(duì)比及其在DAB變換器中的應(yīng)用

梁 美 鄭瓊林 可 翀 李 艷 游小杰

SiC MOSFET、Si CoolMOS和IGBT的特性對(duì)比及其在DAB變換器中的應(yīng)用

梁 美1鄭瓊林1可 翀2李 艷1游小杰1

（1. 北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 北京 100044 2. 華北水利水電大學(xué)電力學(xué)院 鄭州 450046）

碳化硅（SiC）半導(dǎo)體器件由于其寬禁帶材料的優(yōu)良特性受到了廣泛關(guān)注。SiC半導(dǎo)體器件作為一種新型器件，對(duì)其與Si半導(dǎo)體器件的特性對(duì)比及評(píng)估越來(lái)越有必要。本文主要對(duì)比了SiC MOSFET、Si CoolMOS和IGBT的靜態(tài)特性。并搭建了基于Buck變換器的測(cè)試平臺(tái)，測(cè)試條件為輸入電壓為400V，電流為4～10A，對(duì)比了三種器件的開(kāi)關(guān)波形、開(kāi)關(guān)時(shí)間、開(kāi)關(guān)損耗、dv/dt、di/dt以及內(nèi)部二極管的反向恢復(fù)特性。設(shè)計(jì)了一臺(tái)2kW的雙主動(dòng)全橋（DAB）變換器的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，對(duì)比了應(yīng)用三種器件的DAB變換器的理論效率和實(shí)測(cè)效率。

SiC MOSFET CoolMOS IGBT 特性 DAB變換器

1 引言

近些年，碳化硅（Silicon Carbide，SiC）半導(dǎo)體器件因其材料具有擊穿電場(chǎng)高、載流子飽和漂移速度快、熱穩(wěn)定性好及熱導(dǎo)率高等優(yōu)勢(shì)[1-3]，可提高電力電子變換器的性能，引起了國(guó)內(nèi)外學(xué)者的廣泛關(guān)注。

目前，商用的SiC半導(dǎo)體器件有SiC肖特基二極管、SiC JFET及SiC MOSFET。由于SiC肖特基二極管的反向恢復(fù)特性好于Si二極管，將其應(yīng)用于PFC電路或逆變器中，效率得到明顯提高[4-6]。SiC JFET是目前最成熟的SiC半導(dǎo)體器件，其開(kāi)關(guān)速度和開(kāi)關(guān)損耗均優(yōu)于Si MOSFET和IGBT[7-9]。但JFET的主要缺點(diǎn)是常通型，必須通過(guò)負(fù)壓關(guān)斷器件，當(dāng)驅(qū)動(dòng)電源出現(xiàn)故障時(shí)，很可能出現(xiàn)短路現(xiàn)象。

自2011年，CREE公司推出第一代SiC MOSFET，較多研究人員對(duì)SiC MOSFET的特性進(jìn)行深入研究。文獻(xiàn)[10-13]指出SiC MOSFET的驅(qū)動(dòng)電壓較低時(shí)，其導(dǎo)通電阻為負(fù)溫度系數(shù)；驅(qū)動(dòng)電壓升高之后，其導(dǎo)通電阻為正溫度系數(shù)。文獻(xiàn)[14]仿真對(duì)比了應(yīng)用SiC MOSFET和Si IGBT的雙向Buck-Boost電路的效率，但沒(méi)有實(shí)際應(yīng)用效率的對(duì)比。由于雙有源全橋（Dual Active Bridge，DAB）變換器能自然實(shí)現(xiàn)ZVS軟開(kāi)關(guān)，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，效率高，對(duì)SiC MOSFET在DAB變換器中的應(yīng)用研究也較多[15-19]。文獻(xiàn)[15]在DAB變換器中比較了SiC MOSFET、Si CoolMOS和IGBT的輸出電容CDS大小以及其對(duì)ZVS軟開(kāi)關(guān)的影響，但沒(méi)有對(duì)器件的其他特性進(jìn)行對(duì)比分析。文獻(xiàn)[16-17]實(shí)驗(yàn)對(duì)比了應(yīng)用SiC MOSFET和Si IGBT的DAB變換器的效率，但沒(méi)有對(duì)兩種器件的具體特性進(jìn)行對(duì)比分析。文獻(xiàn)[18-19]設(shè)計(jì)了應(yīng)用SiC MOSFET的高頻DAB變換器，但其主要介紹了高頻磁性元件的設(shè)計(jì)。

為了具體了解SiC MOSFET的性能優(yōu)勢(shì)，及其與Si CoolMOS和IGBT的特性差異，本文將SiC MOSFET、Si CoolMOS和IGBT的特性進(jìn)行對(duì)比。首先對(duì)比三種器件的靜態(tài)特性，分析其對(duì)器件性能的影響。然后搭建基于Buck變換器的測(cè)試平臺(tái)，對(duì)每種器件的開(kāi)關(guān)特性進(jìn)行測(cè)試。最后基于一臺(tái)2kW的DAB變換器，測(cè)試對(duì)比應(yīng)用三種器件的效率。

2 靜態(tài)特性對(duì)比

與CMF20120D擊穿電壓VBR相近的高壓Si MOSFET的導(dǎo)通電阻RDS(on)均較大，因此本著額定電流ID和導(dǎo)通電阻相近的原則，本文選取了IPW65R065C7作為對(duì)比對(duì)象。IPW65R065C7為Infineon公司最新的一款CoolMOS，其最大特點(diǎn)是開(kāi)關(guān)速度快。而本著Si IGBT的擊穿電壓和額定電流相近的原則，本文選取了IKW25N120T2作為對(duì)比對(duì)象。IKW25N120T2為Infineon公司應(yīng)用廣泛的一款Si IGBT。表1為CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的器件參數(shù)。

表1 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的器件參數(shù)Tab.1 Device parameters of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

圖1為CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25-N120T2不同柵電壓（VGS或VGE）的I-V輸出特性曲線。如圖1a所示，CMF20120D的VGS大于18V之后特性曲線的斜率變化較小。如圖1b所示，IPW65R065C7的VGS大于8V之后特性曲線的斜率基本不變，VGS為10V和20V的特性曲線重合。如圖1c所示，IKW25N120T2的VGE大于13V時(shí)特性曲線的斜率基本不變，VGE為17V和20V的特性曲線重合。CMF20120D的飽和區(qū)與線性區(qū)的拐點(diǎn)沒(méi)有IPW65R065C7和IKW25N120T2清晰。上述現(xiàn)象源于三種器件的不同的跨導(dǎo)特性，如圖2所示。CMF20120D的跨導(dǎo)系數(shù)（gfs）最小，溝道遷移率最低，VGS較高時(shí)才能獲得低導(dǎo)通電阻。為了保證CMF20120D具有低通態(tài)損耗，其驅(qū)動(dòng)電壓要高于18V，與Si半導(dǎo)體器件不同。

圖1 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的I-V輸出特性Fig.1 I-V output characteristics of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

圖2 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的跨導(dǎo)特性Fig.2 Transconductance of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

圖3 a、圖3b和圖3c分別給出了CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的Ciss，Coss和Crss隨器件電壓（VDS或VCE）變化的曲線。IKW25N120T2的Ciss最小，其VGE響應(yīng)最快，驅(qū)動(dòng)損耗最小。IPW-65R065C7的Coss最小，其關(guān)斷時(shí)Coss存儲(chǔ)能量最小（器件開(kāi)通時(shí)，Coss存儲(chǔ)的能量轉(zhuǎn)化為開(kāi)通損耗）。IPW65R065C7的Crss最小，其VGS的密勒平臺(tái)時(shí)間最短，dv/dt最大。

圖3 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的Ciss，Coss和CrssFig.3 Ciss, Cossand Crssof CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

3 開(kāi)關(guān)特性對(duì)比

圖4為基于Buck變換器的測(cè)試平臺(tái)，用于測(cè)試CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的開(kāi)關(guān)特性。二極管VD為SiC肖特基二極管C4D20120A，其器件參數(shù)見(jiàn)表2。SiC肖特基二極管無(wú)反向恢復(fù)特性，用于限制被測(cè)器件（Device Under Test, DUT）開(kāi)通時(shí)的電流尖峰。Buck變換器的測(cè)試條件見(jiàn)表3。驅(qū)動(dòng)電路框圖如圖5所示，使用Avago公司的ACPL-4800光耦隔離芯片和IXYS公司的IXDN609SI驅(qū)動(dòng)芯片，驅(qū)動(dòng)電路的負(fù)壓通過(guò)三端穩(wěn)壓器LM337調(diào)節(jié)。根據(jù)器件的靜態(tài)特性，設(shè)計(jì)CMF20120D的驅(qū)動(dòng)電壓為+18/-3，IPW65R065C7和IKW25N120T2的驅(qū)動(dòng)電壓為+15/-3。

圖4 基于Buck 變換器的測(cè)試平臺(tái)Fig.4 Test platform based on Buck converter

表2 C4D20120A的器件參數(shù)Tab.2 Device parameters of C4D20120A

圖5 DUT的驅(qū)動(dòng)電路Fig.5 Gate driver circuit of DUT

圖6 所示為Buck變換器的輸出電流為7A時(shí)，CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的開(kāi)通和關(guān)斷的波形。IKW25N120T2的VGE響應(yīng)速度最快。CMF20120D的開(kāi)通延遲時(shí)間和關(guān)斷延遲時(shí)間最短。IPW65R065C7的電壓電流變化時(shí)間最短，但其開(kāi)通電流尖峰和關(guān)斷電壓尖峰最大。IKW25N120T2關(guān)斷拖尾現(xiàn)象嚴(yán)重。

圖6 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的開(kāi)關(guān)波形Fig.6 Switching waveforms of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

圖7 為CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25-N120T2的開(kāi)關(guān)時(shí)間隨RG變化的曲線。td(on)為開(kāi)通延時(shí)時(shí)間，ton為產(chǎn)生開(kāi)通損耗的時(shí)間，即器件開(kāi)通時(shí)電壓電流的交疊時(shí)間，td(off)為關(guān)斷延時(shí)時(shí)間，toff為產(chǎn)生關(guān)斷損耗的時(shí)間，即器件關(guān)斷時(shí)電壓電流的交疊時(shí)間。測(cè)試結(jié)果顯示，RG越大，開(kāi)關(guān)時(shí)間越長(zhǎng)。CMF20120D的開(kāi)通延時(shí)間和關(guān)斷延時(shí)時(shí)間最短，IPW65R065C7和IKW25N120T2的關(guān)斷延遲現(xiàn)象比較嚴(yán)重。CMF20120D產(chǎn)生開(kāi)通損耗的時(shí)間最長(zhǎng)，IPW65R065C7最短。IPW65R065C7產(chǎn)生關(guān)斷損耗的時(shí)間最小，CMF20120D與其相近。IKW25N120T2因其關(guān)斷拖尾現(xiàn)象，產(chǎn)生關(guān)斷損耗的時(shí)間最長(zhǎng)。

圖7 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的開(kāi)關(guān)時(shí)間Fig.7 Switching times of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

圖8 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的開(kāi)關(guān)損失能量Fig.8 Switching loss energy of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

圖8 為Buck變換器的輸出電流不同時(shí)，CMF-20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的開(kāi)關(guān)損失能量。Eon為開(kāi)通損失能量，Eoff為關(guān)斷損失能量。測(cè)試結(jié)果顯示，隨著負(fù)載電流增加，開(kāi)關(guān)損失能量增加。CMF20120D開(kāi)通損失能量最大，IPW65R065C7最小。IPW65R065C7的關(guān)斷損失能量最小，CMF-20120D與其相近。IKW25N120T2的關(guān)斷損失能量最大。

圖9為Buck變換器的輸出電流不同時(shí)CMF-20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的開(kāi)通di/dt和關(guān)斷dv/dt。測(cè)試結(jié)果顯示，IPW65R065C7的電壓電流變化率最大，IKW25N120T2最小。

圖9 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的開(kāi)通di/dt和關(guān)斷dv/dtFig.9 Di/dt when turn on and dv/dt when turn off of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

表4為CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25-N120T2內(nèi)部二極管的靜態(tài)參數(shù)。其中IKW25N120T2的內(nèi)部二極管為出廠前封裝在內(nèi)的Si快恢復(fù)二極管。圖10為測(cè)試二極管反向恢復(fù)特性的電路圖。圖11為三種器件內(nèi)部二極管及SiC二極管C4D20120A的反向恢復(fù)電流測(cè)試結(jié)果，此處測(cè)試結(jié)果包含二極管結(jié)電容充電電流。測(cè)試結(jié)果顯示，CMF20120D的內(nèi)部二極管的反向恢復(fù)電流最小，反向恢復(fù)時(shí)間最短。而IPW65R065C7的內(nèi)部二極管的反向恢復(fù)特性最差，其反向恢復(fù)電流峰值是CMF20120D內(nèi)部二極管的6倍，反向恢復(fù)時(shí)間是CMF20120D內(nèi)部二極管的3倍。CMF20120D的內(nèi)部二極管與C4D20120A對(duì)比，其反向恢復(fù)電流略大于C4D20120A。

表4 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的內(nèi)部二極管靜態(tài)參數(shù)Tab.4 Static parameters of body diode of CMF20120D, IPW65R065C7 and IKW25N120T2

圖10 測(cè)試二極管反向恢復(fù)特性的電路Fig.10 Circuit for testing reverse recovery characteristics of diodes

圖11 器件內(nèi)部二極管和SiC肖特基二極管的反向恢復(fù)電流Fig.11 Reverse recovery current of inner diodes of devices and SiC schottky diode

4 DAB變換器的損耗模型

DAB變換器如圖12a所示，由兩個(gè)全橋單元通過(guò)一個(gè)電壓比為N的變壓器和輔助電感L連接構(gòu)成。Q1～Q8為開(kāi)關(guān)管，VD1～VD8為續(xù)流二極管，C1和C2為濾波電容。考慮到IPW65R065C7和IKW25N120T2內(nèi)部二極管的反向恢復(fù)特性較差，續(xù)流二極管采用SiC肖特基二極管C4D20120A。該變換器的主要工作波形如圖12b所示，包含Q1的關(guān)斷電壓vDS_Q1和通態(tài)電流iD_Q1，VD1的通態(tài)電流iF_D1，Q5的關(guān)斷電壓vDS_Q5和通態(tài)電流iD_Q5，VD5的通態(tài)電流iF_D5以及輔助電感電流i。半個(gè)周期內(nèi)，輔助電感電流在t0、t1、t2和t3時(shí)刻的大小及其有效值表示為

圖12 DAB變換器及主要工作波形Fig.12 DAB converter and key waveforms

式中，Tφ為移相時(shí)間；Td為死區(qū)時(shí)間；T為開(kāi)關(guān)周期。

基于DAB變換器的工作原理，建立DAB變換器的損耗模型。其主要包含:開(kāi)關(guān)管的損耗模型、續(xù)流二極管的損耗模型以及變壓器和輔助電感的損耗模型。

開(kāi)關(guān)管的損耗包含通態(tài)損耗和開(kāi)關(guān)損耗，DAB變換器的變壓器兩側(cè)開(kāi)關(guān)管損耗模型需要分別建立。當(dāng)開(kāi)關(guān)管為MOSFET時(shí)，V1側(cè)開(kāi)關(guān)管的通態(tài)損耗模型為

V2側(cè)開(kāi)關(guān)管的通態(tài)損耗模型為

當(dāng)開(kāi)關(guān)管為IGBT時(shí)，V1側(cè)開(kāi)關(guān)管的通態(tài)損耗模型為

V2側(cè)開(kāi)關(guān)管的通態(tài)損耗模型為

上述損耗模型均不考慮溫度對(duì)RDS(on)和VCE(sat)的影響。

DAB變換器開(kāi)關(guān)管處于ZVS開(kāi)通，其開(kāi)通損耗近乎為0，因此開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗模型只考慮關(guān)斷損耗。V1側(cè)開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷損耗模型為

V2側(cè)開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷損耗模型為

式中，toff為產(chǎn)生關(guān)斷損耗的時(shí)間。

由于SiC二極管的反向恢復(fù)特性好，并且二極管的開(kāi)關(guān)損耗較小，因此二極管的損耗模型只考慮通態(tài)損耗。V1側(cè)二極管的通態(tài)損耗模型為

V2側(cè)二極管的通態(tài)損耗模型為

變壓器和輔助電感的損耗包含銅損和磁損。變壓器和輔助電感的銅損模型為

式中，RDC為變壓器或輔助電感的直流電阻。變壓器和輔助電感的鐵損模型為

式中，CFe為鐵心的損耗系數(shù)；f為工作頻率；Bm為飽和磁通密度；Ve為磁心體積；α、β都為常數(shù)。

根據(jù)上述損耗模型，表5給出了CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的通態(tài)損耗和關(guān)斷損耗的理論計(jì)算結(jié)果。計(jì)算條件為:DAB變換器的輸出功率為2kW，V1為320V～400V，V2為360V，變壓器的電壓比N為1∶1，Q1～Q8的驅(qū)動(dòng)電阻RG為10Ω。開(kāi)關(guān)管為CMF20120D和IPW65R065C7時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率為100kHz，死區(qū)時(shí)間Td為0.15μs，輔助電感L為66μH；開(kāi)關(guān)管為IKW25N120T2時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率為20kHz，死區(qū)時(shí)間Td為1μs，輔助電感L為330μH。表5中，隨著V1升高，CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的通態(tài)損耗和關(guān)斷損耗均呈降低趨勢(shì)。IPW65R065C7的通態(tài)損耗和關(guān)斷損耗最低，CMF20120D的通態(tài)損耗和關(guān)斷損耗略高于IPW65R065C7。盡管IKW25N120T2的開(kāi)關(guān)頻率為20kHz，但其通態(tài)損耗和關(guān)斷損耗最高，關(guān)斷損耗遠(yuǎn)大于CMF20120D、IPW65R065C7。

表5 CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2的通態(tài)損耗和關(guān)斷損耗Tab.5 Conduction losses and turn-off losses of CMF20120D，IPW65R065C7 and IKW25N120T2

表6給出了開(kāi)關(guān)頻率分別為20kHz和100kHz時(shí)，二極管C4D20120A的通態(tài)損耗以及變壓器和輔助電感的銅損和磁損。變壓器和輔助電感所選磁心型號(hào)如表7所示，環(huán)形H100/50/20為七星飛行公司的鎳鋅鐵氧體磁心，EE55為T(mén)DK公司的PC40等級(jí)的錳鋅鐵氧體磁心。

表6 二極管通態(tài)損耗以及變壓器和輔助電感的銅損和磁損Tab.6 Conduction losses of diodes and copper losses, core losses of transformers and auxiliary inductors

表7 變壓器和輔助電感的磁心型號(hào)Tab.7 Core types of transformers and auxiliary inductors

根據(jù)以上損耗計(jì)算，圖13給出了DAB變換器輸出功率為2kW的理論效率。開(kāi)關(guān)管為CMF20120D時(shí)，DAB變換器的最高效率為94.9%；開(kāi)關(guān)管為IPW65R065C7時(shí)，DAB變換器的最高效率為95.5%；開(kāi)關(guān)管為IKW25N120T2時(shí)，DAB變換器的最高效率為91.03%。

圖13 2kW DAB變換器的理論效率Fig.13 Theoretical efficiencies of 2kW DAB converter

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文以DSP芯片TMS320F28335為主控芯片搭建了一臺(tái)2kW的DAB變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。圖14a、14b和14c分別為輸出功率為2kW，V1為400V，開(kāi)關(guān)管分別為CMF20120D、IPW65R065C7和IKW25N120T2時(shí)，DAB變換器的Q1、Q2的關(guān)斷電壓波形vDS_Q1和vDS_Q5。實(shí)驗(yàn)表明，IPW65R065C7電壓尖峰最高，IKW25N120T2關(guān)斷電壓尖峰最小，與在Buck變換器中的測(cè)試結(jié)果一致。

圖14 2kW DAB變換器開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷電壓Fig.14 Turn-off voltages of switches of 2kW DAB converter

圖15 為2kW DAB變換器的實(shí)測(cè)效率。開(kāi)關(guān)管為CMF20120D時(shí)，最高效率為93.6%；開(kāi)關(guān)管為IPW65R065C7時(shí)，最高效率為94.3%；開(kāi)關(guān)管為IKW25N120T2時(shí)，最高效率為90.6%。IPW65-R065C7和CMF20120D的實(shí)測(cè)效率與理論偏差較大，這是由于計(jì)算理論效率時(shí)未考慮開(kāi)關(guān)電壓電流尖峰以及溫度導(dǎo)致RDS(ON)增加引起的損耗。

圖15 2kW DAB變換器的實(shí)測(cè)效率Fig.15 Tested efficiencies of 2kW DAB converter

6 結(jié)論

本文對(duì)比了SiC MOSFET CMF20120D、Si Cool-MOS IPW65R065C7以及Si IGBT IKW25N120T2D的靜態(tài)特性和開(kāi)關(guān)特性，并將三種器件應(yīng)用于2kW DAB變換器中，進(jìn)行效率對(duì)比。對(duì)比結(jié)果表明:

（1）驅(qū)動(dòng)特性。CMF20120D的跨導(dǎo)系數(shù)gfs最小，溝道遷移率最低，因此柵電壓相比IPW65R065C7和IKW25N120T2D高，這樣才能獲得低導(dǎo)通電阻。

（2）開(kāi)關(guān)特性。CMF20120D的開(kāi)通延遲時(shí)間和關(guān)斷延遲時(shí)間最短。IPW65R065C7產(chǎn)生開(kāi)通和關(guān)斷損耗的時(shí)間最小，其開(kāi)通和關(guān)斷損耗也最小，但其dv/dt和di/dt也最大。而CMF20120D產(chǎn)生開(kāi)通損耗的時(shí)間最長(zhǎng)，開(kāi)通損耗也最大，但其產(chǎn)生關(guān)斷損耗的時(shí)間和關(guān)斷損耗與IPW65R065C7相近。IKW25N120T2D由于其關(guān)斷拖尾現(xiàn)象嚴(yán)重，導(dǎo)致其關(guān)斷時(shí)間和關(guān)斷損耗最大。

（3）內(nèi)部二極管特性。CMF20120D的內(nèi)部二極管導(dǎo)通電壓最高，但其反向恢復(fù)特性最好，與SiC肖特基二極管相近。IPW65R065C7的內(nèi)部二極管反向恢復(fù)特性最差，其反向恢復(fù)電流峰值是CMF20120D內(nèi)部二極管的6倍，反向恢復(fù)時(shí)間是CMF20120D內(nèi)部二極管的3倍。IKW25N120T2D的內(nèi)部二極管反向?yàn)榭旎謴?fù)二極管，其反向恢復(fù)特性僅好于IPW65R065C7的內(nèi)部二極管。

（4）效率。應(yīng)用CMF20120D和IPW65R065C7的DAB變換器的開(kāi)關(guān)頻率為100kHz，理論最高效率分別為94.9%和95.5%，實(shí)測(cè)最高效率分別為94.3%和93.6%。而應(yīng)用IKW25N120T2的DAB變換器的開(kāi)關(guān)頻率為20kHz，理論最高效率為91.03%，實(shí)測(cè)最高效率為90.6%。

綜合以上內(nèi)容，CMF20120D的性能與IPW65-R065C7相近，均比IKW25N120T2D 的性能優(yōu)異，但CMF20120D耐壓高于IPW65R065C7，因此SiC MOSFET在高壓、高頻功率變換領(lǐng)域的應(yīng)用將會(huì)越來(lái)越廣泛。

[1] P G Neudeck. Silicon carbide technology[M]. The VLSI Handbook, 2nd ed, W. -K. Chen, Ed. Boca Raton, FL： CRC Press, 2007.

[2] L M Tolbert, B Ozpineci, S K Islam, et al. Impact of SiC power electronic devices for hybrid electric vehicles[C]. in Proc. Future Car Congress, Arlington, Virginia, Jun. 3-5, 2002 (SAE paper number 2002-01-1904).

[3] Ning P, Lai R, Huff D, et al. SiC wirebond multichip phase-leg module packaging design and testing for harsh environment[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(1)： 16-23.

[4] Schweizer M, Friedli T, Kolar J W. Comparison and implementation of a 3-level NPC voltage link backto-back converter with SiC and Si diodes[C]. in Proc. 25th Annunal IEEE Application Power Electronics Conference Expo., 2010： 1527-1533.

[5] Chinthavali M, Otaduy P, Ozpineci B. Comparison of Si and SiC inverters for IPM traction drive[C]. in Proc. IEEE Energy Conversion Congress Exposition, 2010：3360-3365.

[6] Ho C N M, Breuninger H, Pettersson S, et al. A comparative performance study of an interleaved boost converter using commercial Si and SiC diodes for PV applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(1)： 289-299.

[7] Gong X, Ferreira J A. Comparison and reduction of conducted EMI in SiC JFET and Si IGBT based motor drives[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 29(4)： 1757-1767.

[8] Vazquez A, Rodriguez A, Fernandez M, et al. On the use of front-end cascode rectifiers based on normallyon SiC JFET and Si MOSFET[C]. 2013 Twenty-Eighth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2013： 1844-1851.

[9] Tamaki T, Ishida S, Tomizawa Y, et al. On-state and switching performance comparison of A 600 V-Class hybrid SiC JFET and Si superjunction MOSFETs[C]. Materials Science Forum, 2013, 740： 950-953.

[10] Pérez-Tomás A, Brosselard P, Godignon P, et al. Field-effect mobility temperature modeling of 4H-SiC metal-oxide-semiconductor transistors[J]. Journal ofApplied Physics, 2006, 100(11)： 114508.

[11] Chen Z, Boroyevich D, Burgos R, et al. Characterization and modeling of 1.2kV, 20 A SiC MOSFETs[C]. IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, 2009： 1480-1487.

[12] Sheng H, Chen Z, Wang F, et al. Investigation of 1.2kV SiC MOSFET for high frequency high power applications[C]. 2010 Twenty-Fifth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2010： 1572-1577.

[13] Huang X, Wang G, Li Y, et al. Short-circuit capability of 1 200V SiC MOSFET and JFET for fault protection [C]. 2013 Twenty-Eighth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC), 2013：197-200.

[14] Han D, Noppakunkajorn J, Sarlioglu B. Efficiency comparison of SiC and Si-based bidirectional DC-DC converters[C]. 2013 IEEE Transportation Electrification Conference and Exposition (ITEC), 2013： 1-7.

[15] Kadavelugu A, Baliga V, Bhattacharya S, et al. Zero voltage switching performance of 1 200V SiC MOSFET, 1 200V silicon IGBT and 900V CoolMOS MOSFET [C]. 2011 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, 2011： 1819-1826.

[16] Zhao B, Song Q, Liu W. Experimental comparison of isolated bidirectional DC-DC converters based on all-Si and -SiC power devices for next-generation power conversion application[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2014, 61(3)： 1389-1393.

[17] B Zhao, Q Song, W Liu, Y Sun. Characterization and application of next-generation SiC power devices for high-frequency isolated bidirectional DC-DC converter [C]. in Proc. 38th Industrial Electronics Society Conference, 2012： 280-285.

[18] A Kadavelugu, S Baek, S Dutta, et al. High-frequency design considerations of dual active bridge 1 200V SiC MOSFET DC-DC converter[C]. In Proc. 26th IEEE the Applied Power Electronics Conference & Exposition, 2011： 314-320.

[19] Y Wang, S W H Haan, J A Ferreira. Potential of improving PWM converter power density with advanced components[C]. In Proceedings of 13th European Conference on Power Electronics and Applications, 2009： 1-10.

Performance Comparison of SiC MOSFET, Si CoolMOS and IGBT for DAB Converter

Liang Mei1 Trillion Q Zheng1 Ke Chong2 Li Yan1 You Xiaojie1
（1. Beijing Jiaotong University Beijing 100044 China 2. North China University of Water Resources and Electric Power Zhengzhou 450046 China）

Silicon carbide(SiC) semiconductor devices have received extensive attention with the better performance of the wide band gap material. It is necessary to compare with their silicon(Si) counterparts due to SiC semiconductor devices are new. In this paper, the static characteristics of SiC MOSFET, Si CoolMOS and IGBT are compared. Then, the test platform based on buck converter is constructed, the input voltage of which is 400V, the output current of which is 4～10A. Switching waveforms, switching times, dv/dt, di/dt and reverse recovery characteristic of internal diodes of three devices are tested. Finally, theoretical efficiencies and practical efficiencies of a 2kW dual active bridge (DAB) converter are compared.

SiC MOSFET, CoolMOS, IGBT, performance, DAB converter

TN409

梁 美 女，1988年生，博士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。

國(guó)家電網(wǎng)科技項(xiàng)目（5355DD130003）資助。

2014-08-09 改稿日期 2014-10-09

鄭瓊林 男，1964年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)闋恳╇娕c交流傳動(dòng)技術(shù)、低損耗功率變流系統(tǒng)、電力系統(tǒng)中的電力電子技術(shù)、電力有源濾波與電能質(zhì)量控制等。