具有負載普適性的高壓雙極性方波脈沖源研制

熊 蘭 馬 龍 胡國輝 謝子杰,3 張德卿 楊子康 何 為

具有負載普適性的高壓雙極性方波脈沖源研制

熊 蘭1馬 龍1胡國輝2謝子杰1,3張德卿1楊子康1何 為1

（1. 重慶大學輸變電設備與系統安全及新技術國家重點實驗室 重慶 400044 2. 重慶市計量質量檢測研究院 重慶 400020 3. 國網重慶市電力公司長壽供電分公司 重慶 401220）

為滿足高壓脈沖殺菌滅藻實驗的需求，研制了一種新型極性可調方波高壓脈沖電源。該電源前端為半橋式Marx電路，產生單極性重復頻率的方波高壓脈沖，后端級聯一個H橋，通過控制H橋正、負向放電通道開閉的不同時序實現對高壓脈沖極性的調節。本文對拓撲結構設計思路、不同負載時的工作原理和開關控制策略進行了闡述和分析，并利用PSIM軟件仿真驗證了該脈沖源設計方案的正確性。最后，研制了脈沖源樣機，經測試證明，該脈沖源所采用的IGBT浮地驅動技術安全可靠，其最大輸出電壓達±7kV，輸出電流達±10A，脈沖數達1kpps，額定輸出時上升沿可達160ns，脈寬3.5μs，且能在阻性、容性、感性等各類負載下正常工作，并易于實現電壓、頻率、脈寬、極性的調節，易于實現模塊化和小型化。

雙極性 方波脈沖 上升沿 Marx發生器 H橋

1 引言

在工業循環冷卻水系統中，目前雖然主要通過添加化學藥品殺菌滅藻，但利用高壓脈沖處理水中的細菌等微生物已經體現出良好的殺滅效果[1]。脈沖功率技術憑借其可持續、高效、環保、無副作用的巨大優勢，被認為是最有工業化應用前景的殺菌滅藻方法之一，具有巨大的市場價值[2-7]。

高壓脈沖電源作為高壓脈沖殺菌滅藻系統中的核心設備，其參數和性能直接影響到系統的處理效果。研究表明，脈沖電場強度、作用時間、脈沖上升沿以及脈沖波形的不同對生物細胞的滅活效果有著重要影響[7-9]。張若兵等人研究發現在其他因素都相同的條件下，陡前沿的方波脈沖電場比上升時間長的方波脈沖電場對金葡菌的殺滅效果更好。華盛頓州立大學研究人員則通過實驗發現:在其他條件相同的情況下，雙極性方波分別用于大腸桿菌、枯草桿菌、釀酒酵母等微生物的滅活時，具有最好的滅活效果。另外，當高壓脈沖直接在含有菌類、藻類的液體中放電時，負載特性較難確定，這就要求所設計的電源具有多負載適應性，能夠在阻性、感性、容性等負載下正常工作。

綜上，本文提出研制一種新型的方波高壓脈沖源電路，實現電壓、頻率、脈寬、極性可調，并具有較快的上升沿和良好的多負載適應性。

2 極性可調高壓方波脈沖源設計

2.1拓撲電路的設計思路

通過對多種高壓脈沖源[10-13]優缺點的大量對比，本文決定采用Marx改進電路構成脈沖源，力求產生具有納秒級上升沿的高頻高壓方波脈沖，控制靈活，并且易于實現模塊化、小型化設計[14]。

本文借鑒了Luis M. Redondo等人提出的半橋式Marx拓撲電路[15-17]，該電路能輸出重復頻率的正極性高壓脈沖，如圖1所示。每級含有兩個開關、一個電容和一個二極管。當脈沖源輸出高壓脈沖時，開關Qc0已處于斷開狀態，將直流充電電源與高壓脈沖輸出回路隔離，解決了經典Marx電路必須采用大電阻隔離保護直流充電電源，從而導致儲能電容充電電流過小的問題，以及采用電感隔離時設計難度大的問題。為了實現脈沖極性可調，在Marx電路后級聯H橋電路，以實現脈沖極性調整。電路中所有的開關均采用IGBT以及反并聯二極管。

圖1 半橋式Marx級聯H橋的拓撲電路Fig.1 A half bridge Marx generator cascades a H bridge

圖1 中，ZL為由電感L、電容C和電阻R串聯構成的負載，在參數不同時體現不同的負載特性。

雙極性方波脈沖源主拓撲系統結構如圖2所示。通過改變DSP微控制器輸出的PWM開關控制信號的頻率和占空比即可改變Vo的頻率和脈寬，DSP通過與可調高壓直流電源串口通信即可調節直流電源Udc的輸出電壓，從而實現Vo的連續可調。

圖2 雙極性方波脈沖源主拓撲系統結構圖Fig.2 The system structure diagram of bipolar square pulse source

當H1+和H1-閉合，H2+和H2-斷開，即只有正向通道閉合時，Vo為正向脈沖。當H2+和H2-閉合，H1+和H1-斷開，即只有負向通道閉合時，Vo為負向脈沖。同時，采用合理的開關控制信號時序，以控制H橋正向或負向通道在Marx高壓脈沖來臨前閉合，在高壓脈沖結束后斷開，從而使得H橋開關總是在低壓下通斷，巧妙地避免了不必要的開關損耗以及復雜的動態均壓設計。

綜上，本文通過半橋式Marx和H橋的級聯方式，以實現具有良好多負載適應性的極性可調方波高壓脈沖源電路，其電壓、頻率、脈寬可調，輸出具有較快的上升沿，工作可靠，并且設計、調試簡單易行，易于緊湊化。

2.2脈沖源工作原理及仿真

圖3所示為極性可調方波高壓脈沖源帶阻性負載輸出雙極性脈沖時的負載電壓波形和開關控制時序，通過改變H橋開關H1+/-和H2+/-的控制信號時序，即可方便地實現輸出脈沖單雙極性的轉變。限于文章篇幅，本文僅以輸出雙極性方波高壓脈沖為例，講述脈沖源的工作原理。

圖3 雙極性方波高壓脈沖及其開關控制時序Fig.3 The bipolar square pulse source and its switch control sequence

圖3 中，VQci為充電開關Qc0，Qc1，…，Qcn的控制信號，i=0，1，…，n；VQdj為放電開關Qd1，…，Qdn的控制信號，j=1，…，n；VH1+/-為H橋正向通道開關H1+和H1-的控制信號；Vo為負載兩端的輸出電壓；VH2+/-為H橋負向通道開關H2+和H2-的控制信號，當控制信號為高電平時，開關閉合，否則，開關斷開。

極性可調方波高壓脈沖源在阻性、容性、感性負載情況下的工作原理分析如下。

2.2.1 阻性負載

在t0時刻，充電開關Qci由閉合變為斷開，Qci和二極管VDck構成的充電回路斷開，直流電源Udc結束了對儲能電容Cj的并聯充電，放電開關Qdj處于斷開狀態，H橋正向通道開關H1+/-（即開關H1+和H1-）已在上個周期T內閉合，負向通道開關H2+/-（即開關H2+和H2-）處于斷開狀態，為脈沖源產生正向高壓脈沖做好了準備，此時Vo=0。充電回路如圖4所示。

圖4 儲能電容Cj并聯充電回路Fig.4 The parallel charging circuit of the energy storage capacitor Cj

t0時刻過后預留一定的死區時間等待Qci完全關斷，再在t1時刻閉合Qdj，以防止同一級的充電開關Qci和放電開關Qdj出現直通。t1時刻，Qdj閉合，Cj通過Qdj和H1+/-構成的放電回路串聯放電，輸出高壓，由于H橋正向通道的閉合，理想值Vo=nUdc，正向放電回路如圖5所示。然而脈沖源實際工作時，由于Cj放電，方波脈沖，平頂會有平緩的傾斜下降，放電時間常數τ計算式為

式中，Rτ為Cj串聯放電通路的等效串聯電阻。當儲能電容Cj取足夠大時，可得到頂部近似平穩的方波脈沖。

圖5 Vo為正脈沖時的儲能電容Cj串聯放電回路Fig.5 The series discharging circuit of Cjwhen Vois positive

t2時刻，Qdj斷開，放電回路斷開，Cj放電結束，Vo=0。同理，t2時刻過后，也預留了一定的死區時間，直到t3時刻，閉合Qci，Udc通過Qci和VDck構成充電回路開始對Cj并聯充電。t4時刻，H1+/-斷開，并預留一定的死區時間，再在t5時刻閉合H2+/-，防止H橋上、下橋臂直通，t5時刻則提前閉合了H橋負向通道，為下個周期T產生負向高壓脈沖做好準備。t6時刻開始，H橋前端的Marx電路則進入下一個周期T，開始產生下一個高壓脈沖，其控制時序和工作狀態則與t0時刻開始后保持一致，所不同的是在新周期T內需要根據輸出脈沖極性的要求來控制H橋正向或者負向通道的開通，以實現不同極性脈沖的輸出。t6時刻，Qci斷開，Udc停止對Cj充電，t2≤t≤t6時，Vo=0。t7時刻，Qdj閉合，Cj通過Qdj和H2+/-構成的放電回路串聯放電輸出高壓，由于H橋負向通道的閉合，理想值Vo=-nUdc，負向放電回路如圖6所示。

t8時刻，Qdj斷開，放電回路斷開，Cj放電結束，Vo=0。t9時刻，Qci閉合，Udc再次開始對Cj并聯充電，t10時刻，H2+/-斷開，同理預留一定的死區時間直到t11時刻，閉合H1+/-，為下個周期T產生正向高壓脈沖做好準備，t12時刻，Qci斷開，結束本次產生負向高壓脈沖的周期，開始新的周期T，t8≤t≤t12時，Vo=0。令Udc=900V，rdc=400Ω，Marx級數n=9，輸出脈沖頻率1kHz，脈沖源帶阻性負載，R=700Ω。通過PSIM仿真，仿真波形如圖7所示。

圖6 Vo為負脈沖時的儲能電容Cj串聯放電回路Fig.6 The series discharging circuit of Cjwhen Vois negative

圖7 脈沖源帶阻性負載仿真波形Fig.7 The simulation waveforms of pulse source with resistance load

圖7 中，V1、V2、V3、V4依次分別對應Qci、Qdj、H1+/-、H2+/-的觸發脈沖（電平進行歸一化處理），Vo和Io分別對應輸出電壓Vo和負載電流Io的波形。由圖可知，圖2所示極性可調方波高壓脈沖源拓撲電路可在阻性負載下正常工作。

2.2.2 容性負載

容性負載時，采用與阻性負載下相同的開關控制時序，與阻性負載所不同的是，每當Marx的高壓脈沖來臨時，都會通過Cj的串聯放電回路對負載電容充電，充電電壓為Vo=nUdc。當Marx的高壓脈沖結束后，負載電容需要一個放電回路，才能使Vo=0，否則Vo的幅值一直保持在nUdc。如圖3所示電路，t2時刻Qdj斷開，此時只有H1+/-給予了開通信號，其他開關均處于斷開狀態，負載電容沒有放電回路，故Vo仍維持在nUdc的電平，直到t3時刻Qci閉合，負載電容才通過由Qci和H1+/-的反并聯二極管構成的回路進行快速放電，從而Vo=0，這時負載電容放電回路如圖8所示。

圖8 Vo為正脈沖時的負載電容放電回路Fig.8 Load capacitor discharging loop of positive Vo

同理，t8時刻Qdj斷開，此時只有H2+/-給予了開通信號，其他開關均處于斷開狀態，負載電容沒有放電回路，故Vo維持在-nUdc電平。直到t9時刻Qci閉合，負載電容才通過由Qci和H2+/-的反并聯二極管構成的回路進行放電，從而Vo=0，此時負載電容放電回路如圖9所示。由此完成了容性負載時的雙極性高壓脈沖的輸出。

圖9 Vo為負脈沖時的負載電容放電回路Fig.9 Load capacitor dischargingloop of negative Vo

通過PSIM仿真，令Marx級數n=9，輸出脈沖頻率1kHz，脈沖源帶容性負載，C=500pF，R=600Ω，仿真波形如圖10所示。

由圖10仿真波形可知，圖2所示極性可調方波高壓脈沖源拓撲電路可在容性負載下正常工作。

圖10 脈沖源帶容性負載仿真波形Fig.10 The simulation waveforms of pulse source with capacitive load

2.2.3 感性負載

感性負載時，采用與阻性負載下相同的開關控制時序。而與阻性負載所不同的是，每當Marx的高壓脈沖來臨時，都會通過Cj的串聯放電回路對負載電感儲能。當Marx的高壓脈沖結束時，由于電感電流不能突變，負載電感則需要續流通路。同時，Vo由高壓變為0的時間要大于電阻負載時的用時。如圖3所示電路，t2時刻Qdj斷開，此時只有H1+/-給予了開通信號，其他開關均處于斷開狀態，負載電感則通過H2+的反并聯二極管和H1+構成的回路以及H2-的反并聯二極管和H1-構成的回路分別續流，如圖9所示回路1、2。直到t3時刻Qci閉合，則由H2+/-的反并聯二極管和Qci構成的回路也成為負載電感的續流通路，如圖11所示回路3。

圖11 負載電感正向續流回路Fig.11 Forward releasing energy loops of load inductor

t4時刻H1+/-斷開，則續流通路只剩下回路3，直到負載電感電流減小為0，續流結束，Vo=0。同理，t8時刻Qdj斷開，此時只有H2+/-給予了開通信號，其他開關均處于斷開狀態，負載電感則通過H1+的反并聯二極管和H2+構成的回路以及H1-的反并聯二極管和H2-構成的回路分別續流，如圖12所示回路1、2。直到t9時刻Qci閉合，則由H1+/-的反并聯二極管和Qci構成的回路也成為負載電感的續流通路，該續流通路如圖12所示回路3。

圖12 負載電感負向續流回路Fig.12 backward releasing energy loops of load inductor

t10時刻H2+/-斷開，則續流通路只剩下回路3所示的通路，直到負載電感電流減小為0，續流結束, Vo=0，由此則完成了感性負載時的雙極性高壓脈沖的輸出。

通過PSIM仿真，令Marx級數n=9，輸出脈沖頻率1kHz，脈沖源帶感性負載，R=600Ω，L=10nH，仿真波形如圖13所示。

圖13 脈沖源帶感性負載仿真波形Fig.13 The simulation waveforms of pulse source with inductive load

圖13中，VL為與負載電流Io取關聯參考方向時的電感兩端電壓波形，由仿真波形可知，圖2所示極性可調方波高壓脈沖源拓撲電路可在感性負載下正常工作。

3 脈沖源主電路參數設計

3.1Marx和H橋的設計

Marx電路采用9級設計，即n=9。rdc選用70Ω/ 100W的鋁殼功率電阻，直流電源Udc選用揚州格爾仕DWW-K直流穩壓電源，輸出電壓0～1kV，輸出電流0～3A，其可通過與微控制器串口連接實現電壓、電流的調節，為智能控制提供了便利。

考慮到功率半導體適用于緊湊型、高重復頻率脈沖源應用，其中IGBT更適合于高功率、千赫茲工作頻率的脈沖電源應用，故本文設計中開關均選用IGBT。Qci、Qdj的型號選用IKW40N120T2（最大Vce=1.2kV，Ic=75A，ton=60ns），且其內部集成了一個快恢復的反并聯射極控制二極管（最大IF= 75A，trr=258ns），該反并聯二極管在Marx的控制信號不同步時發揮了關鍵的保護作用，將IGBT的集射極電壓鉗位到Udc充電電壓以內，以防止IGBT電壓擊穿[17]。

二極管VDck選用IDP09E120（最大IF=23A，trr=140ns，VRRM=1.2kV）。儲能電容器Cj則選擇天明偉業的DTH型脈沖電容器（耐壓1.4kV，10kHz工作頻率下最大有效值電流達30A，C=20μF），損耗小，內部溫升小，具有較長的使用壽命。

對于本文設計中的H橋電路，開關H1+/-和H2+/-選擇IXYS公司的IXEL40N400（最大Vce=4kV，Ic=40A，ton=260ns）。通過將3個IGBT單管串聯，分別組成開關H1+、H1-、H2+和H2-，即可滿足設計要求。但是IXEL40N400內部并未集成反并聯二極管，為了保證脈沖源在容性和感性負載下正常工作，IXEL40N400兩端必須反并聯快恢復二極管，并且該二極管的重復峰值反向電壓至少要達到IXEL40N400的最大Vce=4kV，故最終選用IXYS公司的DH60-18A（最大IF=60A，trr=230ns，VRRM=1.8kV），通過將3個DH60-18A串聯組成單個IXEL40N400的反向并聯二極管則可以滿足設計要求。

通過觀察圖3可知，H1+/-和H2+/-總是在Vo=0時完成開關動作，故H1+/-和H2+/-并不需要復雜的動態均壓設計來均衡串聯IGBT上的電壓，但由于IGBT自身靜態特性的差異以及電路中分布參數的影響，必須設計靜態均壓電路來均衡串聯IGBT上的電壓，防止因某一個IGBT電壓過高發生擊穿，從而導致一連串的IGBT發生擊穿，損壞電源。如圖14所示為H橋單個橋臂開關的靜態均壓電路。

圖14 H橋單個橋臂的均壓電路圖Fig.14 Equalizing circuit of a single H bridge arm

由圖14可知，單個橋臂開關由3個IGBT串聯組成，靜態均壓電路即為在每個IGBT兩端并聯1個阻值相同的電阻R，構成電阻分壓器，即可組成靜態均壓電路。查閱IXEL40N400數據手冊知Icesmax= 1.5mA，為了使電阻分壓器能夠起到良好的靜態均壓作用，應使流過分壓電阻R的最小電流IRmin滿足

則有

只需考慮當Vo≥4kV時，靜態均壓電路能夠起良好的作用，則有Vomin=4kV，故R＜88.89kΩ，但是，如果R過小則會引起較大的損耗，則令R= 88kΩ。同時，電阻R的額定功率應滿足要求，本脈沖源中電阻R上產生最大的平均功耗PRmax滿足

其中，Vomax=7kV，Qmin為Marx輸出高壓脈沖的最小周期，為1ms，tDmax為最大脈寬，為10μs。由式（4）計算得到PRmax≈0.62W，最終選擇阻值準確度1%、額定功率2W、溫度系數≤100ppm的高壓玻璃釉無感電阻。相比繞線電阻，玻璃釉電阻更適合于高壓應用，且具有極低的電感值。

3.2IGBT驅動設計

本設計中，IGBT驅動電路除了要提供足夠的峰值電流和驅動功率外，還應該采用浮地驅動的設計方法，才能夠控制IGBT的正常通斷，并且采用負壓關斷的方式，有效地防止了因寄生參數導致IGBT誤開通問題的發生。IGBT驅動電路所需提供的峰值電流IGmax和IGBT門級功耗PGmax計算式為

式（5）中，ΔU為柵極驅動正、負電壓之差，UGE=±15V，故ΔU=30V，RGin為IGBT內部集成的柵極電阻，RGex為驅動電路中所使用的最小柵極電阻，IKW40N120T2取RGmin=33Ω，IXEL40N400取RGmin=39Ω，則由式（5）可得，驅動IKW40N120T2和IXEL40N400所需的IGmax分別為0.91A和0.77A。

式（6）中，fswmax為開關的最高工作頻率，IKW40N120T2為1kHz，IXEL40N400為500Hz，Qgate為IGBT門級的充放電電荷量，可通過查閱IGBT數據手冊得知，IKW40N120T2取Qgate=192nC，IXEL40N400取Qgate=270nC，ΔU為30V，則IKW40-N120T2和IXEL40N400門級功耗分別為5.76mW和4.05mW。由于驅動電路自身也存在損耗，故留有一定的裕量后，驅動電路需為驅動IGBT提供至少10mW的平均功率。

由于脈沖源工作時，多數IGBT的射級電位懸浮在一個浮動的高電位上，故需要采用浮地驅動技術，本設計采用隔離的方式，將IGBT驅動電源及驅動控制信號與高壓側主回路隔離，從而實現浮地驅動。IGBT驅動電源采用5V、2W的直流穩壓電源，其與高壓主回路的隔離則通過采用金升陽的DC-DC高壓隔離電源模塊G0515S-2W實現，該模塊能直接提供±15V的柵極驅動電壓，2W的驅動功率以及1.5A的驅動峰值電流，但是該模塊的隔離電壓能力只有6kV，當Vo=7kV時，為保證該模塊的安全可靠隔離，還需要在其與驅動電源之間串接一個型號H0505S-2W的DC-DC高壓隔離電源模塊，其隔離電壓能力也為6kV，由此整個驅動電源隔離模塊的隔離能力將達到12kV，同時驅動芯片則選用IXYS公司的非隔離型芯片IXDN609PI，由G0515S-2W供電直接驅動IGBT，最大輸出電流達9A。由此，采用上述設計可很好地滿足驅動電源與高壓主回路的安全隔離以及驅動電路的浮地設計要求。

驅動控制的PWM信號通過光纖從微控制器傳輸到驅動芯片IXDN609PI的信號輸入端，控制IGBT的通斷。選擇Avago的HFBR-0500Z系列光纖套件，即可安全可靠地將弱電側的驅動控制信號與高壓側主回路隔離。微控制器選用TI的浮點DSC，TMS320F28335，適用于數字電源設計，且操作簡單。

為了調試方便和模塊化設計，將Marx和H橋電路做成脈沖源母板，將單個IGBT及其驅動電路做成IGBT驅動板，母板上IGBT的連接位置留有IGBT驅動板的插槽，從而可靈活地將IGBT開關接插在母板上。

4 脈沖源性能測試

實際脈沖源采用直流電源（Udc＜800V），9級半橋式Marx部分，rdc選取70Ω、200W的鋁殼電阻，即可實現7kV高壓脈沖的輸出。

測量時采用泰克公司TDS1012B-SC型示波器（采樣率1GS/S，帶寬100MHz）、P6015A型單端高壓探頭（測量峰值40kV、帶寬70MHz）。由于大多數高帶寬的電流探頭無法測量10A的輸出電流Io，故與負載串聯一個5.5Ω（由4個22Ω、5W的水泥電阻并聯）的電流取樣電阻，通過測量該取樣電阻上的電壓值得到Io值和波形。取樣電阻上電壓的測量則選用P5200A高壓差分探頭（帶寬50MHz）。

實驗時設定脈沖源每秒輸出脈沖數1kpps，脈寬3.5μs，Udc為780V。當負載為700Ω的電阻時，脈沖源輸出的單極性和雙極性負載波形分別如圖15和圖16所示（示波器通道1顯示的是輸出電壓Vo，下同）。

圖15 單極性輸出電壓Vo、電流Io的波形Fig.15 Unipolar output waveforms of Voand Io

圖16 雙極性輸出電壓Vo、電流Io的波形Fig.16 Bipolar output waveforms of Voand Io

由圖15、圖16可知，脈沖源可實現額定7kV，10A、1kpps的單、雙極性高壓脈沖輸出。

觀察單個脈沖波形如圖17所示。由圖可知，波形為頂部平坦的方波，并具有較快的上升沿，約160ns，方波高壓脈沖上升沿波形如圖18所示。

圖17 電阻負載Vo、Io的波形Fig.17 waveforms of Vo、Iowith resistive load

圖18 方波高壓脈沖上升沿波形Fig.18 The rising edge waveform of square wave pulse

為驗證脈沖源具有多負載適應性，將電阻負載換為100pF的容性負載，再串聯一個1kΩ的電阻限制負載電容充放電電流到電源額定電流10A以內，得到輸出電壓Vo和負載電流Io如圖19所示。

圖19 容性負載的Vo、Io波形Fig.19 Vo、Iowaveforms with capacitive load

由圖19可知，當負載電容從0充電至7kV時，Io為一正向的快速充電脈沖電流；當負載電容放電至電容電壓為0時，Io為一負向的快速放電脈沖電流。

圖20所示為Qdj控制信號與Vo波形比較。由圖可知，當放電開關Qdj斷開時，Vo仍保持為高電平，直到充電開關Qci閉合時，負載電容才開始放電，Vo繼而減小為0。與電阻負載不同，后者是在放電開關Qdj斷開時，Vo即減小為0。

圖20 Qdj控制信號與Vo波形比較Fig.20 Waveforms of Voand the control signal for Qdj

由此可知，脈沖源可在容性負載下正常工作。再將負載換為10μH的感性負載，同樣串聯1個1kΩ的電阻限制穩態負載電流到電源額定電流10A以內，得到輸出電壓Vo和負載電流Io如圖21所示。

圖21 感性負載時Vo、Io波形Fig.21 Vo、Iowaveforms with inductive load

感性負載時，會在電感兩端產生感應電壓，波形如圖22所示。

圖22 Vo和電感電壓波形Fig.22 Waveforms of Voand voltage across inductor

圖22中，當脈沖源給負載電感放電時，由于電感電流不能躍變，電感兩端產生一個正向快速振蕩衰減的感應電壓。當輸出脈沖電壓結束，電容充電時，負載電感續流，并在兩端產生一個負向的電壓，由此可知，脈沖源可在感性負載下正常工作。

綜上，實驗測試數據證實了圖2所示拓撲電路的可行性和實用性，而且研制的脈沖源達到了設計指標，即輸出電壓達±7kV，輸出電流達±10A，脈沖數達1kpps，額定輸出時上升沿可達160ns，脈寬3.5μs，能在阻性、容性、感性等各類負載下正常工作，并可以實現電壓、頻率、脈寬、極性的調節。

5 結論

（1）本文提出了一種新型極性可調方波高壓脈沖源電路，通過PSIM仿真驗證了電路工作原理的正確性。實際脈沖源通過IGBT開關有效地將直流充電電源隔離，使脈沖源工作更加安全可靠。

（2）脈沖源產生雙極性脈沖的控制策略有效地避免了H橋IGBT開關在高壓下通斷。H橋正向或者負向放電通道總會在前端Marx的高壓脈沖產生前閉合，結束后斷開，因而H橋IGBT開關總是在Vce≈0時完成通斷。不但避免了復雜的動態均壓設計，減小了開關損耗，而且實現了脈沖源良好的多負載適應性。

（3）自行設計的IGBT驅動電路不但提供了足夠的峰值電流和驅動功率，還采用了浮地驅動的設計方法控制IGBT的通斷，具有12kV的隔離能力，將驅動電源和高壓側安全隔離。通過光纖將DSP控制器與高壓側隔離，使驅動系統工作安全可靠。另外，驅動采用負壓關斷的方式，有效地防止了因寄生參數導致IGBT誤開通問題的發生，提高了系統工作穩定性。

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A Newly High-Voltage Square Bipolar Pulse Generator for Various Loads

Xiong Lan1 Ma Long1 Hu Guohui2 Xie Zijie1,3 Zhang Deqing1 Yang Zikang1 He Wei1
（1. State Key Laboratory of Power Transmission Equipments & System Security and New Technology Chongqing University Chongqing 400044 China 2. Chongqing Academy of Metrology and Quality Inspection Chongqing 400020 China 3. Changshou Power Supply Bureau of State Grid Chongqing Electric Power Company Chongqing 401220 China）

In order to meet the requirement of microorganism sterilization experiments, a newly high voltage square pulse generator with adjustable polarity is put forward. The main topology circuit is that a half bridge Marx generator cascades a H bridge. Moreover, a DSP control unit takes charge of switch on/off situation of the H bridge namely two loops for outputting negative pulses or positive pulses alternatively. The operation principle of each module on condition of various loads is illustrated in the paper. Moreover, it is tested and verified by PSIM software simulation. In addition, a prototype of pulse generator is self-made, whose output electrical parameters are as follows, peak voltage reachs ±7kV, maximum current attains ±10A, pulse frequency is up to 1kpps, rising edge is 160ns, pulse width is 3.5μs. The pulse generator can work stable at various load conditions, and it is easy to adjust the voltage, frequency, pulse width and polarity. In general, it is easy to realize modularization and miniaturization of manufacture, and the IGBT floating drive technology guarantees its safe and reliable operation.

Bipolar, square pulse, rising edge, Marx generator, H bridge

TM51

熊 蘭 女，1972年生，博士，教授，研究方向為脈沖功率技術的水處理應用、電氣設備在線智能化監測技術。

國家自然科學基金面上項目（51077139），重慶市電器檢測工程技術研究中心資助項目（CSTC2011pt-gc70009）。

2014-07-16 改稿日期 2015-01-07

馬 龍 男，1988年生，碩士，研究方向為工業水處理中脈沖功率技術的應用研究。