單向混合三相電壓型整流器技術

王久和 張巧杰 宋志宏

單向混合三相電壓型整流器技術

王久和1張巧杰1宋志宏2

（1. 北京信息科技大學自動化學院 北京 100192 2. 機械工業信息研究院 北京 100037）

為滿足工業對整流器的綜合性能要求，尤其是對效率、功率密度的要求，國外學者開始了單向混合三相電壓型整流器（UHTPVSR）的研究。為促進UHTPVSR的研究，本文對國外不同類型的UHTPVSR進行了分析，指出了存在的諸多不足，提出了應該解決的關鍵問題，為我國進行UHTPVSR研究作為參考。

混合整流器 電流畸變 功率合理分配 綜合性能

1 引言

在電力電子器件定額有限的情況下，為增大電力電子裝置的容量，一種方法是采用器件串聯或并聯的形式滿足高電壓或大電流的要求，這就需均壓或均流控制措施；另一種方法是采用同結構同工作模式的裝置串或并聯為一負載供電。由于每個器件或裝置必須均分所帶的負載且電壓或電流也必須均分，一旦不均分就會造成器件或裝置損壞。為克服上述問題，提高電力電子裝置的可靠性、效率、功率密度等，本世紀初國外學者提出了單向混合三相整流器的概念。混合三相整流器有三種類型，一是由串聯APF（active power filter）和并聯PF（passive filter）組成的三相混合整流器[1]；二是由開關電流注入裝置組成的三相混合整流器[2]；三是由兩個不同結構和工作頻率整流器組成。對于類型一需大容量的無源器件，并對直流電壓無控制作用；類型二在三相電源電壓出現輕微不平衡就會降低混合整流器的可靠性；因此，國外學者主要研究類型三。類型三的單向混合三相電壓型整流器（Unidirectional Hybrid Three Phase Voltage Source Rectifier, UHTPVSR）是由工作在不同拓撲結構和工作頻率的整流器A、B并聯組成，共為同一負載供電，如圖1所示。整流器A、B的輸入電流合成為與電網電壓同步的正弦電流。整流器A一般由三相二極管橋整流器和Boost型DC-DC變換器組成單開關三相整流器（Single Switch Three Phase Rectifier，SSTPR），負擔大部分負載功率；整流器B為工作于高頻的三相電壓型PWM整流器（Three Phase Voltage Source PWM Rectifier，TPVSPWMR），負擔小部分負載功率[3]；同時，由于負載功率由原來的一個整流器變為兩個整流器負擔，可減少器件定額和損失，進而提高效率和功率密度。因此，UHTPVSR可獲得期望的綜合性能，成為新的研究熱點。

圖1 UHTPVSR的組成Fig.1 Composition of UHTPVSR

UHTPVSR在國內尚未開始系統的研究，為促進國內UHTPVSR的研究，本文對國外不同類型的UHTPVSR結構、電流畸變、功率分配、綜合性能及控制策略進行了分析，指出了存在的不足和應解決的關鍵問題。

2 國外UHTPVSR類型

2.1SSTPR和單向兩電平TPVSPWMR組成的UHTPVSR

由SSTPR和TPVSPWMR并聯形成的HTPUVSR是目前國外研究的主要拓撲結構，如圖2所示。為實現SSTPR和TPVSPWMR流入負載電流與流回電流相等，將Boost型DC-DC變換器的電感器和二極管上下對稱設置。SSTPR（整流器A）與兩電平單向Y開關PWM型整流器（整流器B）組成的UHTPVSR[4-5]如圖2a所示；SSTPR功率為Pd，兩電平單向Y開關PWM型整流器功率為Pa，負載功率為Po，要求Pd/Po＜0.522或Pa/Po＞0.488，若不滿足上述功率分配關系，合成的交流電流就會出現較大的畸變；采用直流電壓外環、電流內環控制結構。SSTPR（整流器A）與兩電平單向△開關PWM型整流器（整流器B）組成的UHTPVSR[6-7]如圖2b所示，功率分配要求為Pd/Po＞0.43。

文獻[7]通過對SSTPR和三相兩電平△開關PWM型整流器組成的HTPUVSR的綜合性能進行了仿真分析和5kW樣機實驗研究，結果表明，混合整流器具有魯棒性好、高效率、結構簡單、低交流電流諧波、高功率因數及總芯片面積小的特點。

圖2 SSTPR和兩電平單向開關PWM整流器組成的HTPUVSRFig.2 HTPUVSR composed by SSTPR and two level unidirectional PWM rectifier

2.2SSTPR和單向三電平TPVSPWMR組成的UHTPVSR

SSTPR和單向三電平T型整流器組成的UHTPVSR[7-8]如圖3a所示，若以o為參考點，以a相為例，當Sa關斷時，電流為正時ura為高電平uC1，電流為負時ura為低電平-uC2，當Sa導通時，ura為0。由于Vienna型整流器除具有優點（低的開關頻率數、高效率、低電壓應力）外，具有功率密度高、輸入電流正弦化、電壓不平衡及缺相條件下仍然可以工作、電感體積小等優點[9]，則Vienna型整流器用作TPVSPWMR。SSTPR和六開關Vienna型整流器組成的UHTPVSR拓撲結構如圖3b所示。

圖3 SSTPR和單向三電平TPVSPWMR組成的UHTPVSRFig.3 UHTPVSR composed by SSTPR and three level unidirectional TPVSPWMR

國外對基于Vienna型整流器的UHTPVSR處于初步研究階段，無實驗樣機研制成功；文獻[7]通過對采用Vienna型整流器組成UHTPVSR進行了初步研究，結果表明在相同的頻率下混合Vienna型整流器具有最高的效率。由于Vienna型整流器結構的特殊性，國內外學者主要集中在控制策略研究上[7,10-11]；上述文獻的控制策略采用PI控制器、單周期控制方案、反饋線性化控制器，從不同角度提高了Vienna型整流器控制性能，但沒有全面提高整流器控制性能。

2.3SSTPR和兩電平雙向TPVSPWMR組成的UHTPVSR

當整流器B由兩電平雙向六開關PWM整流器實現時，UHTPVSR的功率可正可負，其拓撲結構[12]如圖4所示。由于整流器B采用電壓型PWM整流器，其輸入電流可與輸入電壓反向，在任意功率分配的情況下可獲得高功率因數，也不受整流器A和整流器B的波形限制。若整流器A負擔全部負載功率，混合整流器工作于并聯型有源電力濾波器，能夠補償電流諧波，并在高功率因數情況下運行。

圖4 SSTPR和兩電平雙向TPVSPWMR組成的UHTPVSRFig.4 UHTPVSR composed by SSTPR and two-level bidirectional TPVSPWMR

2.4TPVSR和單相單開關電壓型PWM整流器組成的UHTPVSR

為實現更靈活的拓撲結構，國外學者利用三相電壓型整流器（Three Phase Voltage Source Rectifier, TPVSR）A與三個單相單開關電壓型PWM整流器（整流器B）組成UHTPVSR[13-14]如圖5所示。文獻[13]提出的UHTPVSR可獲得接近1的功率因數，且并聯的單相單開關電壓型PWM整流器功率僅是總功率的一部分；因此，該拓撲結構適于大功率場合。文獻[14]建立了UHTPVSR的數學模型，并基于TPVSR與三個單相單開關電壓型PWM整流器輸入電流的平均值確定功率分配比；為減少UHTPVSR的交流電流諧波及電源電壓跌落時穿越能力，在TPVSR與負載之間增加一級Boost型DC-DC變換器。

圖5 TPVSR和單相單開關電壓型PWM整流器組成的UHTPVSRFig.5 UHTPVSR composed by TPVSR and single phasesingle switch voltage source PWM rectifier

3 國外UHTPVSR技術現狀

3.1UHTPVSR電流波形

現有的國外UHTPVSR中，無論是那種類型，UHTPVSR的期望電流iar（以a相為例，下同）、整流器A期望輸入電流idar、整流器B期望輸入電流iaar及SSTPR中二極管整流橋直流側期望電流idr有兩種情況[4-7]:①整流器A中a相輸入電流為矩形波，如圖6a所示；②整流器A中a相輸入電流為脈動波，如圖6b所示；無論哪種情況均滿足iar=idar+iaar，且功率pa=uaiar＞0，保證功率單向流動。

3.2UHTPVSR功率分配

對于圖6a所示電流波形，經分析[7]可得

式中，Pd為整流器A功率；Pa為整流器B功率；Po為UHTPVSR輸出功率。

圖6 UHTPVSR期望輸入電流iar、idar及iaarFig.6 Desired input current iar, idarand iaarof UHTPVSR

按式（1）進行的負載功率分配由增益k1和k2保證，k1和k2滿足

式中，k1為整流器A功率分配增益；k2為整流器B功率分配增益。

對于圖6b所示電流波形，經分析[7]可得

按式（3）進行的負載功率分配由增益k1和k2保證，k1和k2滿足

比較式（1）和式（3）可知，圖6b所示電流波形對應Pd比圖6a所示電流波形對應的Pd大，增大了整流器A的功率，其原因是期間的idar大所致。

3.3UHTPVSR控制結構

UHTPVSR控制結構一般采用直流電壓外環、電流（idc）內環控制方案[7,15-16]和采用PR控制器的多環控制結構[17]。Boost型DC-DC變換器控制結構均采用圖7所示的結構，采用直流電壓外環，電壓控制器Gu(s)為整流器A和B共用，其輸出uD，電流內環期望值idr=k2kmuDupn，電流期望值波形如圖6b所示，圖中uDCR為輸出電壓期望值，k2為整流器A功率分配系數，km為整流器A直流側電壓增益；電流內環控制器為Gi(s)。

圖7 Boost型DC/DC變換器控制結構Fig.7 Control structure of Boost DC-DC converter

整流器B根據其結構不同，控制結構也不同。對于整流器B采用兩電平單向△開關PWM整流器控制結構如圖8a所示，內環電流期望值ijr=g1uj（j=a,b,c），g1為參考電導，由電壓控制器Gu(s)輸出uD和功率分配系數k1確定；內環電流控制器為Gj(s)（j=a,b,c）。控制器Gj(s)的輸出連同電源電壓前饋信號一起產生所需的變換器相電壓信號；隨后，把相電壓信號轉換成線電壓信號。為提高△開關PWM整流器的效率，PWM信號由來自電源電壓的鉗位信號的引導。導致的鉗位作用遍布所有的60°空間矢量扇區，如下表所示，表中“1”表示相應的有源開關導通，“0”表示相應的有源開關關斷，PWM表示晶體管由電流控制器調制。

表 具有鉗位作用的△開關PWM信號Tab. Delta-switch PWM signals with the required clamping actions

對于采用單向三電平T型整流器和六開關Vienna型整流器控制結構如圖8b所示。與圖8a不同的是前饋三次諧波信號和中性點電壓平衡控制加到主控制環中，并利用兩個獨立的PWM信號控制開關器件，其調制策略在電源電壓正、負半周期內自然地包括鉗位作用。

圖8 整流器B控制結構Fig.8 Control structure of rectifier B

3.4UHTPVSR性能

UHTPVSR的性能體現在效率高、芯片面積小、功率密度及可靠性高。對于Po=10kW，電源電壓有效值U=230V，頻率為50Hz，UDC=800V；英飛凌IGBTs600-VIKW30N60T和1200-VIKW25T120。在5～50kHz開關頻率情況下不同整流器半導體效率比較如圖9所示，混合整流器效率高，非混合整流器效率低，混合Vienna整流器（見圖3b）效率最高，△開關PWM整流器效率最低。由于混合整流器效率高、加之器件定額體積小、散熱器小及器件的合理布置，功率密度會增高。圖10示出了不同整流器所用芯片面積比較，由圖可以看出，開關頻率越高，整流器所需的總芯片面積就越大；在相同開關頻率，混合整流器的芯片面積小于非混合整流器所需芯片面積。混合整流器導致器件數及其外部電路（如IGBT驅動器）數增加；然而，對于高頻情況下，半導體的總造價明顯變低。

圖9 不同整流器半導體效率比較Fig.9 Pure semiconductor efficiency comparison between the different rectifiers

圖10 不同整流器芯片面積比較Fig.10 Chip area comparison between the different rectifiers

4 國外UHTPVSR存在的問題

經對國外有關UHTPVSR文獻的分析和研究，認為現行UHTPVSR有如下問題。

4.1UHTPVSR輸入電流畸變問題

UHTPVSR輸入電流為整流器A和整流器B的輸入電流合成，如以a相為例，期望電流為iar=idar+iaar，如圖6所示。由于idar出現了突變，必然導致iaar突變，在實際工程中由于整流器B網側濾波電感器的存在，必導致輸入濾波電感器出現大電壓，使合成的UHTPVSR輸入電流畸變、產生電磁干擾。對于圖6a，在π/6、5π/6或7π/6、11π/6處受到干擾，圖11所示為仿真情況（實際情況會更不理想[3-16]），由圖11可以看出，輸入電流畸變的出現，既降低了電流波形質量，又產生了電磁干擾。

圖11 UHTPVSR輸入電流Fig.11 Input current of UHTPVSR

4.2SSTPR與并聯的電壓型PWM整流器功率分配

為提高效率，期望SSTPR分擔更多的負載功率，如何進行功率分配？沒有一個明確的分配依據。多個國外文獻功率分配原則不同，對于單向UHTPVSR只是根據功率為正值（功率單向傳輸）確定功率分配。因此，需要對負載功率進行有效分配。同時，若SSTPR分擔多的負載功率，由于沒有采用軟切換，Boost變換器的開關損失及負擔的功率大，限制了SSTPR分擔多的負載功率，對提高UHTPVSR效率不利。若采用現行的軟開關技術[18]，會導致Boost變換器結構復雜，增加附加損失；因此，具有結構簡單的低損失Boost變換器也是急于解決的問題。

4.3UHTPVSR的控制

由于現行的UHTPVSR采用PI控制器的多環控制結構[7]和采用PR控制器的多環控制結構[17]，由于UHTPVSR為非線性系統，上述基于線性模型的PI或PR控制器，不能對非線性對象進行有效控制，跟蹤突變電流能力差，導致控制器的參數調節難度大，繼而影響UHTPVSR的性能。

4.4性能指標之間矛盾

由于UHTPVSR的效率、功率密度、開關頻率等指標之間存在矛盾。若為減少無源器件（L、C）定額，就需提高開關頻率；開關頻率的提高，就會增加開關損失，器件發熱，需散熱器（又增加了附加損失）；導致效率和功率密度的降低。為處理效率、功率密度、開關頻率等指標之間的矛盾，文獻[19]研究了兩電平PWM整流器效率、功率密度、開關頻率評價方法、文獻[20]通過建立元器件的成本模型研究了基于成本為優化目標的方法、文獻[21]提出基于NSGA-II算法的變換器效率、尺寸及成本折中方案。但對如何處理元器件參數與UHTPVSR指標之間的關系及解決指標之間存在矛盾的方案至今沒見報道，急需進行研究。

5 UHTPVSR應解決關鍵問題

5.1HTPUVSR輸入電流正弦化

在負載功率及其電壓已知的情況下，根據三相交流電壓u及交、直流側功率平衡，就能獲得期望的與三相交流電壓同步的HTPUVSR正弦交流電流，期望的交流電流為整流器A和B的輸入電流之和。以a相為例，即iar=idar+iaar（iar、idar及iaar分別為HTPUVSR、整流器A及B的期望相電流）。對于現行的HTPUVSR，由于整流器A的期望輸入電流具有突變性，必導致整流器B期望電流具有突變性，則整流器B無法跟蹤具有突變性期望的電流；即使能夠快速跟蹤，也會使HTPUVSR輸入電流產生畸變（見圖11）。因此，在HTPUVSR期望正弦交流電流已知的情況下，不能采用具有突變性期望電流，則探索連續（電流變化率不大）期望電流的設定問題是實現HTPUVSR正弦化首要解決的問題。

5.2HTPUVSR功率合理分配

為提高UHTPVSR效率，必須對負載功率在整流器A和B之間進行合理分配。整流器A為二極管整流器和單管Boost變換器構成，整流器B為電壓型PWM整流器，只要解決好單管Boost變換器軟切換問題，減少其損失，期望整流器A就可承擔較多的負載功率，期望整流器B承擔較少的負載功率。在保證交流側單位功率因數、交流電流低THD的情況下，必須確定功率分配原則，優化整流器A和B的功率分配，提高UHTPVSR效率。

5.3HTPUVSR的混合無源控制器

由于HTPUVSR的被控量（如輸入電流、輸出電壓）都與能量相關，在參數（如L、C）一定的情況下，被控量控制問題實質是能量控制問題。對此，可采用無源控制理論研究HTPUVSR的無源控制器[22]，可實現HTPUVSR的本質控制。無源控制器中的阻尼注入是決定UHTPVSR快速跟蹤期望的重要參數，理論上講阻尼注入越大跟蹤速度越快；但實際上跟蹤速度還要受系統參數的制約，尤其是跟蹤快速變化的期望值。因此，確定合適的阻尼注入成為設計無源控制器的關鍵。另外，由于整流器UHTPVSR為欠驅動系統（控制量少于被控量），在無源控制器保證HTPUVSR穩定的情況下，采用其它控制策略對多余的被控量施加控制（混合控制），也是需要解決的問題。

5.4HTPUVSR最優綜合性能指標

UHTPVSR的效率、功率密度、開關頻率、單位功率因數、低交流電流諧波與整流器的拓撲結構、開關器件、無源器件參數及開關頻率緊密相關，效率、功率密度、開關頻率等指標之間又存在矛盾；因此，在設定的UHTPVSR拓撲結構基礎上，需對元器件參數進行優化，獲得最優的綜合性能指標。為獲得UHTPVSR優秀綜合性能指標，在考慮效率、功率密度、單位功率因數、THD、開關頻率及恒定直流輸出電壓的期望值基礎上，可采用粒子群優化PSO（particle swarm optimization）進行多目標性能指標優化。

6 結語

由于UHTPVSR除能滿足電能質量要求外，還具有效率高、功率密度大等有特點，成為國外學者的一個研究熱點。為促進我國UHTPVSR的研究，本文對國外UHTPVSR的拓撲結構、控制結構及性能進行了論述及分析，指出了在輸入電流波形、功率分配、控制結構及綜合性能方面存在的不足，并提出了相應的要解決的關鍵技術問題及建議（如研究無突變電流設定、混合無源控制及利用粒子群進行多目標優化）。期望本文對研究UHTPVSR的我國學者有所脾益。

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Unidirectional Hybrid Three Phase Voltage Source Rectifier

In order to satisfy comprehensive performance requirement of three phase voltage source rectifier from industries especially for efficiency and watt density, unidirectional hybrid three phase voltage source rectifier(UHTPVSR) is researched by foreign scholars. Different types of UHTPVSR are analyzed so as to promote the study of UHTPVSR, many disadvantages are pointed out and the key problems to solve are put forward in the paper. The above content has reference value for researching UHTPVSR in China.

Hybrid rectifier, current distortion, rational distribution of power, comprehensive performance

TM461

王久和 男，1959年生，工學博士，教授，博士生導師；研究方向為電力電子技術和電力傳動、非線性控制理論與應用。

國家自然科學基金（51477011），北京市自然科學基金重點項目（KZ201511232035）和北京市屬高校科技創新能力提升計劃（TJSHG201310772024）資助項目。

2014-09-20 改稿日期 2015-02-14

Wang Jiuhe1 Zhang Qiaojie1 Song Zhihong2

（1. Beijing Information Science & Technology University Beijing 100192 China 2. China Machinery Industry Information Institute Beijing 100037 China）

張巧杰 女，1978年生，工學博士，副教授，碩士生導師，研究方向為電力電子技術和電力傳動、新能源發電技術。