獨立運行無刷雙饋發電機基于空間矢量調制的直接電壓控制技術

獨立運行無刷雙饋發電機基于空間矢量調制的直接電壓控制技術

姬 凱1黃聲華1曾 川1高 躍2

（1. 強電磁工程新技術國家重點實驗室(華中科技大學) 武漢 430074 2. 武漢船用電力推進裝置研究所 武漢 430064）

這篇文章介紹了一種新穎的無刷雙饋發電機變速恒頻獨立發電控制策略，基于其數學模型的分析，提出并詳細討論了基于空間矢量調制的直接電壓控制策略。利用發電機系統的模型推導估計變換器輸出電壓的方法，跳過電流控制環節，保持直接控制的固有快速動態響應和魯棒性，并引入空間矢量調制實現開關頻率恒定，減小諧波和脈動，提出了一種基于鎖相環的轉子初始位置檢測方法提高磁場定向精度。文章對獨立運行和并網型直接控制及矢量控制給予了比較和評估。實驗結果驗證了所提控制策略的可行性和有效性。

無刷雙饋發電機 獨立運行 直接電壓控制 空間矢量調制 變速恒頻

1 引言

無刷（Brushless）雙饋發電機（Doubly Fed Induction Generator, DFIG）繼承了DFIG的優點:通過較小的交流勵磁控制實現變速恒頻運行，且其新的應用價值不斷被挖掘[1-2]:包括取締了電刷而具有堅固的結構、較低的成本，適應惡劣環境；適于低速運行特性，減小了變速機械而降低振動噪聲；具有優良的低電壓穿越能力，易于滿足并網規程等。

BDFIG控制策略的研究甚為活躍，基于矢量模型[3-5]，文獻[6-8]提出功率繞組(Power Winding, PW)定子磁鏈定向(Stator-Flux-Oriented, SFO)的矢量控制(Vector Control, VC)，實現了無功和有功分量的解耦，具有優良的動態性能，針對并網規程，通過改進的PW-SFO控制，也能實現各種優化目標。文獻[9]提出空載同步控制實現柔性并網，但對電機參數具有一定依賴性，為提高電網故障時低電壓穿越(Low-Voltage Ride-Through, LVRT)能力，文獻[10]在對稱故障時，利用控制繞組(Control Winding, CW)側變換器，產生CW電流矢量及相應的漏磁場分量，抵消PW定子磁鏈暫態直流分量，文獻[11]針對不對稱故障，在正序同步坐標系，用變換器輸出電壓平衡瞬態正序CW反電勢，抑制瞬態正序電流，而負序和零序電流僅依靠電機漏感抑制，文獻[10-11]的局限在于:在正序同步旋轉坐標系零序和負序分量表征為電網頻率倍數的交流成分，致使單獨的PI(Proportional Integral)調節器不能實現無靜差跟蹤，另外，控制效果受到變換器容量的限制，故障期間亦無法實施機端無功和有功功率的有效控制，協助電網電壓恢復。文獻[12]提出在不平衡電網電壓條件下將系統分解成正、負序對稱分量再實行各自的d-q軸解耦控制，消除繞組電流二倍電網頻率負序成分，以及功率或轉矩的二倍頻脈動，然而，該方法采用陷波器提取正、負序電流，勢必引入延時和誤差，影響系統的動態性、精確性和穩定性?？傮w說來，VC系統采用雙閉環間接控制結構和線性控制器，在對脈寬調制(Pulse Width Modulation, PWM)變換器這種離散型非線性系統控制時，會造成控制誤差和動態時延，此外，矢量定向需引入坐標變換，這都使得整個控制系統結構復雜、動態性能欠佳，對控制器和電機參數依賴較大?；赑W-SFO的改進方法[9-12]致使問題更為突出。直接反饋控制(Direct Feedback Control, DFC)[13]基于轉子磁鏈定向，控制CW電流實施轉矩和磁鏈的反饋控制，簡化了系統，但沿用了雙閉環調節和坐標變換，接近VC的思想。另外，上述研究均未提及轉子初始位置的檢測，易導致矢量定向偏差，值得進一步探索。功率/轉矩(Power/Torque, P/T)的直接控制(Direct Control, DC)動態響應優異，解耦性好，魯棒性強，亦受到廣泛關注。查表法(Lookup Table, LUT) DC[14-16]采用開關型滯環控制，其特性與變換器的離散非線性特征十分匹配，但掣肘于開關頻率不固定導致的寬頻諧波污染，不利于濾波器設計，不適于諧波要求嚴格的系統，且控制效果需要依賴較高的采樣頻率；預測(Predictive, P)DC[17]根據上一開關周期的被控量偏差，選擇和預估下一開關周期優化電壓矢量及其作用時間，以此消除誤差，實現開關頻率恒定，減小脈動，兼有穩態性能和動態響應，但主要缺點是對電機參數依賴較大，算法復雜，實現困難，還有改進的必要和空間；間接定子量控制(Indirect Stator-Quantities, ISC)[18-19]在靜止坐標系實現定頻控制，魯棒性強，并具有電流限幅，但內環線性調節的引入，使動態性能不如傳統DC。BDFIG無速度傳感器控制方興未艾，文獻[20]通過對轉子磁鏈同步速和轉差速度的開環估算得到轉速，沒有延時，但缺乏誤差校正環節，魯棒性和辨識精度難以保障；文獻[21]提出的模型參考自適應(Model Reference Adaptive System, MARS)方法，以PW磁鏈電壓模型為參考模型，其參數的準確程度直接影響辨識精度。文獻[22]獨辟蹊徑，基于MARS設計磁鏈、轉速全階自適應觀測器，在寬速度域得到較好的穩定性、動態響應，但實現復雜，研究僅局限仿真。并網運行系統的研究[6-22]成果豐碩，但獨立系統如常規電網未覆蓋地區的風、水力發電，船舶軸帶發電等卻鮮有涉及。獨立系統在負載條件和原動機轉速變化時，本身必須快速穩定電壓和頻率，使之運行在安全合理范圍，對此問題分析進而尋求新的控制策略既具理論意義又有實用價值。

本文基于BDFIG模型，提出采用PW-SFO直接電壓控制(Direct Voltage Control, DVC)的獨立運行策略，通過PW定子機端電壓誤差調節、系統的狀態和模型參數直接計算CW定子參考電壓，跳過電流環，保持DC快速動態響應和魯棒性，并引入空間矢量調制(Space Vector Modulation, SVM)實現開關頻率恒定，減小電壓脈動，提出一種基于鎖相環(Phase-Locked Loop, PLL)的轉子初始位置檢測方法；更對獨立運行DC控制予以了比較評估。實驗驗證了控制策略的可行性和有效性。

2 BDFIG獨立運行原理

BDFIG工作的基本原理是經特殊設計的轉子的磁場調制作用，使PW和CW兩套不同極對數定子磁場間接相互作用，并對其控制實現機電能量傳遞[1]。電機通常工作在同步模式，如圖1所示，轉子角速度ωr與兩套定子角頻率關系為:

pp，pc，ωp，ωc分別為兩套定子繞組的極對數和電角頻率，兩套定子繞組的轉差角頻率即在轉子參考坐標系感應出的磁場角頻率分別為:

在同步模式下，ωrc=-ωrp，當CW定子通直流電時(ωc=0)，BDFIG運行于所謂自然同步速ωn。

類似于DFIG，通常電機運行于±30%ωn范圍。

圖1 BDFIG同步模式運行Fig.1 BDFIG synchronous mode of operation

獨立運行系統如圖2，電機由原動機變速驅動，PW定子直接與負載相連，傳遞大部分功率，CW定子經雙向變換器與負載相連，改變CW定子電壓的幅值、頻率實現變速恒頻運行，CW定子流動的功率是由電機轉速范圍所決定的等效轉差功率。

圖2 BDFIG獨立運行發電系統Fig.2 BDFIG based stand-alone power generation system

3 BDFIG數學模型

采用PW定子量同步旋轉d-q坐標系中矢量形式的數學模型[3-5]，電壓方程為:

磁鏈方程為:

轉矩方程:

其中，Im為取虛部算子，D=d/dt為微分算子，j為虛部，U、I、Ψ分別為電壓、電流、磁鏈矢量，L、R、p、ω分別為電感、電阻、極對數、角頻率，下標r、p、c、m分別為轉子、PW、CW、互感參數。轉子磁鏈方程體現了兩套定子繞組的耦合關系，在CW定子電壓方程中，定義等效轉差率ωs:

ωs體現了PW定子同步旋轉坐標系和CW定子靜止坐標系的角頻率關系。顯然，磁鏈方程帶入電壓方程后按d-q分量展開是六階模型，給分析和控制策略推導帶來了困難。注意到轉子電壓方程為零:

由BDFIG運行原理，PW定子轉差角頻率ωrp=0時對應于電機穩定運行的轉速上限ωr_max=ωp/pp，而通常ωrp在工作轉速范圍（±30%自然同步速ωn）均取較大值，且對于設計優良的BDFIG，其轉子電阻Rr很小，綜合各量的影響，-Rr/(D-jωrp)項在穩態和瞬態均取很小值，意味著，理想BDFIG轉子在運行中起極數轉換作用，其本身總磁鏈較小，可忽略。由轉子磁鏈方程得轉子電流:

代入PW、CW磁鏈方程，并結合電壓方程得:

式中:

上式清晰體現了電機PW和CW定子的電磁耦合關系，式(14)- (17)模型按d-q分量展開降為四階。

3 獨立運行BDFIG的SVM-DVC控制

BDFIG獨立運行系統的網側、CW側變換器通過直流母線解耦而相對獨立，網側變換器穩定母線電壓，保證輸入電流低諧波并運行于期望功率因數，不直接參與電機的控制，而CW側變換器控制電機變速恒頻運行，控制的有效性直接影響系統的性能。

3.1現有BDFIG直接控制分析

迄今為止，BDFIG CW側變換器DC控制僅應用于并網系統，該方法采用電壓空間矢量，控制CW磁鏈矢量的幅值和轉速，進而控制PW、CW磁鏈矢量間夾角，跳過了電流環，達到直接控制功率或轉矩的目的，相對VC，其動態響應優異，解耦性好，魯棒性強。DC發展經歷了LUT-DC，矢量細分LUT-DC，發展到P-DC以及ISC過程。LUT-DC[14-16]采用開關型滯環控制，根據誤差輸出被控量變化趨勢標志，再結合定向矢量所在扇區，從優化的開關表中選擇電壓矢量實現快速控制，其控制特性與變換器的離散非線性特征十分匹配，顯示出特有的優良控制效果，并消除了電流環和坐標變換，動態性能很好，改進的矢量細分LUT一定程度上減小了脈動，但該類方法共同弊病是由于開關頻率不固定，會引入寬頻范圍的諧波污染，不利于濾波器的優化設計，不適于諧波要求嚴格的系統，同時，給功率損耗的估計和器件選型等方面帶來困難，而且其較好的控制效果，需要較高的采樣頻率，這對數字實現提出了更高要求。P-DPC[17]根據上一開關周期的被控量偏差，而預估下一開關周期所期望的平均電壓，在其作用下能在單個開關周期消除誤差，并在開關周期內選擇優化電壓矢量序列，分別計算出各矢量的作用時間，實現開關頻率恒定，減小了脈動，保持DC固有的快速響應，有效解決了動、靜態特性的矛盾，但主要缺點是其過程相對復雜，計算量大，數字實現困難，且對電機參數依賴較大。ISC[18-19]在靜止坐標系對CW定子磁鏈的幅值和相位進行調節，得到參考電壓經PWM調制輸出，該方法無需坐標變換，繼承了DC魯棒性強等優點，亦實現了定頻控制，功率脈動小，穩態性能好，并實現電流限幅，但引入了內環，并采用線性調節器實現對PWM變換器這種離散非線性系統控制，勢必造成一定的控制誤差和動態響應時延，動態性能不如傳統LUT-DC和P-DC。一些無速度傳感器控制亦引入DC，文獻[20]依據模型參數開環推算轉速，動態性能優良，但缺乏誤差校正環節，易受參數準確性和負載變化的影響，系統魯棒性和辨識精度得不到保障。文獻[21]采用全階自適應觀測器含有MRAS的控制思想，利用調節參考模型(電機本體)和可調模型(磁鏈觀測器)的誤差來估計轉速，并同時辨識定、轉子電阻，減小參數變化的影響，在寬速度域得到較好的穩定性、動態響應，但算法復雜，對處理器要求高，研究僅局限仿真。本文提出一種新穎的獨立運行BDFIG定頻DVC方法。

3.2 獨立運行BDFIG SVM-DVC控制

由式（17）CW定子磁鏈方程，得CW電流:

代人式（16）PW定子磁鏈方程得PW磁鏈為:

代人式（14）PW定子電壓方程，機端電壓為:

由式（14）得CW定子磁鏈表達式:

式中，

式（21）代入式（15）CW定子電壓方程得CW定子電壓表達式:

式（22）直接反應了CW定子電壓與PW物理量的關系，PW定子電壓、磁鏈可直接由CW電壓控制，另外PW、CW電流也分別對其產生影響。

為便于推導，采用PW定子磁鏈定向，即旋轉坐標系的d軸定向在PW定子磁鏈矢量方向，并將Ψp按d-q軸分量展開，則:

由于PW定子電阻Rp較小，忽略較小的PW電阻壓降，PW磁鏈Ψp與電壓Up矢量近似垂直，若Ψp恒定，Up的d 軸分量約為0，穩態時:

對式（22）PW定子電壓的微分項按采樣周期時間Ts作離散化處理，并按前述考慮PW定子電阻Rp較小，忽略含Rp項，可得滿足PW定子參考電壓的CW定子輸出電壓參考值，在PW定子磁鏈定向坐標系，按d-q軸分量展開，可由下式給出:

其中Ts為采樣周期，PW定子電壓的參考值按式（24）給出，式（25）第一項表明CW定子電壓參考值的計算是基于PW定子電壓瞬時誤差來實現的，相當于用了一個比例控制器對PW定子機端電壓進行閉環調節，第二、三項表明穩態時，PW定子電壓Up、電流Ip對CW定子電壓方程產生的影響，第四、五、六項為動態時，PW電流的微分項、PW定子磁鏈的一階和二階微分項對CW定子電壓方程產生影響，最后項為CW定子電阻Rc壓降。為避免求導所引入的干擾，同時考慮到穩態運行時，PW定子磁鏈、電壓、電流在同步旋轉坐標系中保持恒定直流，其微分項以及高價微分項為零，且CW定子電阻壓降也較小，將上述因素忽略，而對于PW定子電壓Up、電流Ip的影響采用前饋補償環節以提高閉環系統的動靜態特性，進一步考慮到式（25）控制方法相當于僅用比例控制器對機端電壓進行調節，只能減小而不能消除系統穩態誤差，為對機端電壓實現無靜差調節，引入積分環節，構成PI調節器，于是，式（25）可改寫為如下形式:

式中，第一項kp，ki分別為PW定子電壓d-q軸分量PI調節器的比例、積分系數，第二項為前饋補償項，若考慮PW定子磁鏈定向坐標系中upd≈0，式（26）還可進一步簡化。前饋補償項由于受電機參數不準確或變化的影響，以及導數項的忽略，無法做到完全的補償，實際系統中將上述近似和忽略因素均作為擾動，而閉環具有削弱環內擾動的能力，近似的補償也提高了電壓直接閉環的動靜態性能。

CW側變換器輸出電壓限幅值可按下式計算:

式中，Ucmax為CW定子側變換器輸出電壓的最大值。該輸出參考電壓轉換到CW定子靜止α-β 坐標系，經SVM調制后控制變換器輸出開關信號。

值得注意的是，由于PW機端電壓Up為給定量，同時表明PW定子磁鏈Ψp角度θp可直接由頻率參考值ωp*積分獲得，而不需要通過磁鏈辨識得到。

式（28）保證在變化轉速的動靜態條件下，PW定子磁鏈Ψp均以指令頻率旋轉，由此獲得PW定子量的恒頻控制，并且由于θp不是通過測量的電壓方程積分得到，不受測量誤差及噪聲干擾引入的影響。

上述控制策略，是直接對PW定子機端基波電壓實施調控，也為將其引入不平衡及非線性負載條件的應用奠定了基礎，改進后可拓展到對電壓的指定次諧波分量進行直接抑制，作為基波控制的輔助補償，更為有效。參考負載不平衡和非線性條件下獨立運行的DFIG VC[23-24]研究，由于負載不平衡導致存在負序電流分量，此時機端電壓及電磁功率也會出現二倍頻波動，機端電壓畸變影響獨立電網的供電質量，PW定子基波正序同步旋轉坐標系中PW及CW定子電壓含有直流和負序二倍基頻交流成分，而按平衡負載條件設計的電壓PI調節器只能對直流量實現無靜差調節，考慮到諧振（Resonant, R）調節器可對諧振頻率的正負序交流量提供足夠大的幅值增益和零相移而實現無靜差調節[25-26]，在式（26）所示PI調節的基礎上嵌入二倍基頻的R調節抑制PW電壓中的二倍頻振蕩，得下式。

式中，kr為PIR調節器的諧振系數，諧振頻率ωi=2ωp，ωc為截止頻率。在非線性負載條件下如六脈波整流，電流存在負序五次、正序七次諧波，電壓及電磁功率中出現六倍頻脈動分量，PW定子基波正序同步坐標系含直流和六倍基頻交流成分，引入諧振頻率為六倍頻的R調節抑制PW電壓的五、七次諧波，則式（29）中可令ωi=6ωp，其正負序“雙向諧振”的特性予以發揮。由于PIR控制器在基波正序同步坐標系對正、負序及指定次諧波分量實行統一調節，沒有正、負序分解或諧波提取的環節，其調節系數仍可參照平衡線性負載條件下同步坐標系的調節器來設計，從而保證快速、精確控制。

3.3獨立運行BDFIG SVM-DVC控制坐標系轉換

上述控制特性，系統在PW定子磁鏈定向同步旋轉坐標系下建模，而實際上PW、CW定子均工作在各自的靜止坐標系，PW電壓、電流需要從PW靜止坐標系轉化到旋轉坐標系，而CW電壓需要從旋轉坐標系轉化為CW靜止坐標系，圖3給出了瞬時各坐標系的空間位置說明，包括pp對極分布的PW定子α-β靜止坐標系，PW定子同步旋轉d-q坐標系，pc對極分布的CW定子α-β靜止坐標系，轉子分別對應pp對極和pc對極分布的α-β靜止坐標系，PW定子靜止坐標系α軸與PW a相軸線一致，γ為PW和CW定子a相軸線夾角，θc為CW靜止坐標系α軸與PW定子磁鏈矢量即同步旋轉坐標系d軸位置角，其導數即CW定子量角頻率ωc，θp為PW定子磁鏈矢量與靜止坐標系α軸位置角，其導數即PW定子量角頻率ωp，δ為轉子初位置角，θr為轉子α軸與PW定子α軸夾角，其導數為轉速ωr。物理量在PW定子磁鏈定向旋轉坐標系與CW定子靜止坐標系的變換關系為:

圖3 BDFIG參考坐標系空間位置及初始角度Fig.3 BDFIG reference frames position and initial angles

式（30）中，θp與θr分別由給定PW定子頻率和編碼盤實測轉速積分得到，而求解θc需要知道γ和轉子初位置δ，γ取決于電機本體，而δ可利用PLL修正檢測:啟動時，假定δ=0，即轉子初位置與PW a相繞組軸線一致，此時由γ、θp、θr及式（30）可得初始坐標變換角θc0，然而，當δ≠0時，矢量定向不準確，導致PW定子電壓參考相位θp*與實際PLL測量相位θp-pll存在偏差Δθp，由式（30）不難求出:

將δ帶入式（30）得到θc，確保PW定子磁鏈的準確定向，此時Δθp=0。在實際工程應用中，考慮到θp與θc的線性關系，對偏差Δθp進行PI調節，作為初始坐標變換角度θc0的補償量θcc，δ、γ作為常值偏置擾動，調節器的積分作用消除該擾動引起的靜差，如圖4所示，當Δθp=0后，可去除補償量θcc。

圖4 坐標變換角度檢測Fig.4 Coordinate transformation initial angles detection

3.4獨立運行BDFIG SVM-DVC評估

獨立運行BDFIG SVM-DVC控制框圖如圖5所示，在PW定子磁鏈強迫定向的同步旋轉坐標系，采用兩個獨立的d-q軸調節通道，通過PW定子電壓誤差、系統的電壓、電流狀態和模型參數直接計算并更新CW電壓參考值，保持了DC固有的快速動態響應和魯棒性。積分器的引入盡管給系統的動態性能帶來一定的影響，但消除了穩態誤差，提高了控制精度，而前饋補償環節的引入提高了動態性能。CW定子參考電壓轉換到靜止α-β 坐標系后引入SVM調制控制變換器輸出開關信號，從而在固定時間間隔內使電壓矢量的選擇達到一種最優狀態，實現開關頻率恒定。該方法跳過了電流環，相比VC和ISC，簡化了控制結構，提高了動態響應，尤其是避免了傳統VC中CW定子d-q軸電流復雜的解耦控制，同時，由于CW電流不直接參與調節，其傳感器僅用作過電流保護，而可采用低精度和帶寬的器件以降低成本。相比LUT-DC及其矢量細分技術，避免了開關頻率不固定導致的寬頻諧波污染，便于濾波器等硬件設計，減小了脈動和諧波，且無需較高的采樣頻率。相比P-DC，省去了單周期內最優電壓矢量序列選擇及其作用時間的復雜計算過程，實現簡便。該方法嵌入R調節后可拓展到對正、負序及指定次諧波分量進行直接統一調節，而無需相序分解或諧波提取環節，保證快速、精準控制。

獨立運行系統與并網系統在控制目標上大相徑庭:并網系統中電網可作為無窮大電壓源，發電控制類似于四象限驅動控制，電磁轉矩、機端輸出功率為控制目標，而獨立系統作為小型電力系統，轉矩、機端功率取決于負載類型，在負載條件和原動機轉速變化時，其本身必須快速穩定其控制目標機端電壓幅值和頻率。但是，兩種系統電壓、電流、轉矩、功率仍滿足相同的表達式，兩者均可基于經典的VC或DC控制，最終歸結于對CW定子電壓調控，僅因為滿足的控制目標不同而導致電壓參考值給出方式有所區別，因此，本文的控制思路同樣適用于并網系統。另外，獨立系統機端電壓相位顯然不存在與電網同步的要求，PW磁鏈相位角的獲取也無需通過磁鏈辨識，而直接由頻率參考值積分得到，避免了測量噪聲的引入。

圖5 BDFIG獨立運行系統基于空間矢量調制的直接電壓控制框圖Fig.5 Schematic of the SVM-DVC of BDFIG for stand-alone power generation systems

4 獨立運行BDFIG SVM-DVC實驗分析

為驗證所提的BDFIG獨立發電SVM-DVC性能，進行了實驗，電機參數見附錄表1，直流電機及晶閘管調速器SIMOREG-6RA70模擬原動機，變換器功率器件為IGBT，開關頻率為1kHz，采用基于TMS320F2812芯片的控制硬件核心，電阻和感應電機構成阻感負載，電壓、電流采用示波器探頭和卡鉗測量，轉速由光電編碼器檢測，轉速、頻率信號通過DSP芯片的DA模擬量口濾波后輸出。

圖6(a) (b)為恒定電阻負載，轉速分別在亞同步700rpm，超同步800rpm保持恒定時，PW定子線電壓upbc、相電流ipb、CW定子相電流icb及電機轉速nr的穩態運行工況波形。CW定子側變換器開關頻率并不高，而PW定子電壓基本無脈動，電壓、電流呈正弦具有較低的諧波畸變率，緣于SVM-DVC優良的定頻控制性能，同時，BDFIG相對DFIG較大的漏阻抗，對高次諧波的抑制亦起一定的濾波作用。穩態CW定子電流的頻率均和相應轉速下的等效轉差頻率相等，滿足式（11）角頻率關系，而PW定子機端電壓幅值恒定，頻率為50Hz保持穩定。圖中線電壓upbc與相ipb相位差30°，因此PW定子相電壓和電流的相位差為0°，功率因數為1，此時電機輸出有功功率，具有良好的功率輸出性能。

圖6 BDFIG獨立發電穩態控制性能Fig.6 Steady state control performance of BDFIG for stand-alone power generation

圖7 (a)為轉速在亞同步700rpm時，電阻突加感應電機阻感負載的動態工況下，PW定子線電壓upbc、相電流ipb、CW定子相電流icb及電機轉速nr波形，(b)為按時間軸局部展開后的瞬間波形， PW定子機端突加感應電機負載，電機啟動過程中產生較大的有功、無功電流，導致瞬時機端電壓下降，但在準確的磁鏈定向DVC調節下，CW定子電壓迅速增加，CW電流隨之快速突變響應，以保持PW定子電壓、磁鏈恒定，迅速補償PW定子電流的變化，不到半個周波電壓即恢復原值，動態響應很快，基本上沒有超調和振蕩波動，圖7(d) (e)為轉速在超同步800rpm時電阻突加電機負載的情況及其時間軸局部展開瞬時波形，與亞同步性能相當。圖7(c) (f)給出了亞同步700rpm和超同步800rpm突加同等負載工況下的電機轉速nr及相應PW定子電壓頻率的波形。在負載劇烈突變情況甚至導致原動機的轉速亦產生較大振蕩時，PW定子電壓頻率僅有最多接近2Hz的波動，并且轉速尚未恢復穩定，頻率已經迅速穩定，緣于CW定子參考相位角計算式（30）中PW定子磁鏈角度θp直接由頻率參考值ωp*積分獲得，轉子位置θr又由轉速實測值ωr積分得到，保證了在變化轉速的動靜態條件下，CW定子電壓頻率隨著轉速相應迅速變化，并滿足式（11）關系，與等效轉差頻率嚴格一致，則PW定子電壓以指令頻率旋轉，由此獲得恒定的機端電壓頻率控制。

圖7 BDFIG獨立發電突加負載動態控制性能Fig.7 Dynamic state control performance of BDFIG for stand-alone power generation with impact load

如圖8所示為負載恒定，電機轉速在一定范圍穿越自然同步速連續變化的工況，轉速nr及PW定子線電壓upbc、相電流ipb、CW定子相電流icb的動態控制響應波形，(a)為由超同步穿越同步到亞同步速連續變化情況，(b)為其逆過程的情況，CW定子電流頻率隨著轉速相應迅速變化，并滿足式（11）關系，與等效轉差頻率嚴格一致，以保證PW機端電壓頻率恒定，特別的，在自然同步速，CW電流表征為直流量。整個過程中，PW定子端電壓幅值、頻率均保持恒定且波形正弦無畸變和脈動，機端電壓的控制效果是理想的。

圖8 BDFIG獨立發電變速恒頻恒壓控制性能Fig.8 Variable speed constant frequency control performance of BDFIG for stand-alone power generation

5 結論

本文針對獨立運行BDFIG變速恒頻恒壓發電控制這一特殊問題，采用PW定子磁鏈定向，通過PW定子機端電壓誤差、系統的電壓、電流狀態和模型參數直接計算CW定子電壓參考值，跳過電流控制環，保持直接控制固有的快速動態響應和魯棒性，引入積分器消除了穩態誤差，提高控制精度，并引入SVM實現對變換器的定頻控制，在固定的時間間隔內使電壓矢量的選擇達到一種最優狀態，減小電壓脈動和諧波。該方法可以拓展到對正、負序及指定次諧波分量進行直接統一調節。基于PLL在線修正檢測電機初始狀態的方法保證磁鏈定向的精準性。實驗表明，獨立運行系統在合理轉速范圍內實現了變速恒頻恒壓發電，滿足負載需求，并具優良的動靜態性能。然而，動態響應仍未完全脫離對電機參數的依賴，后續研究將致力于電機參數包括轉子位置的辨識。

附 錄

表1 實驗BDFIG參數Tab.1 The BDFIG of experiment specifications

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Direct Voltage Control Using Space Vector Modulation for Stand-Alone Brushless Doubly Fed Induction Generator

Ji Kai1,2 Huang Shenghua1 Zeng Chuan1 Gao Yue2
（1. State Key Laboratory of Advanced Electromagnetic Engineering and Technology (Huazhong University of Science and Technology) Wuhan 430074 China 2. Wuhan Institute of Marine Electric Propulsion Wuhan 430064 China）

In this paper, a novel control strategy of variable speed constant frequency for stand-alone brushless doubly fed induction generator was described. Based on the mathematical model, the direct voltage control using space-vector modulation was presented and discussed particularly. The model of the generator power system also used to compute the estimated value of converter’s output voltage, and current loop was simplified, the space vector modulation is adopted for the converter. It inherits quick dynamic performance and robust but also keep switch frequency constant and reduce the harmonic and ripple. In addition, a new initial rotor position detection technique based on phase-locked loop is presented to obtain correct alignment. The direct control and vector control strategy between the grid-connected and stand-alone system were also estimated and compared. Experimental results prove the feasibility and validity of the proposed control scheme.

brushless doubly fed induction generator, stand-alone, direct voltage control, space vector modulation, variable speed constant frequency

TM315

姬 凱 男，1978年3月生，博士研究生，高級工程師，研究方向為電力電子與電力傳動，新型電機系統及其控制。

國家科技支撐計劃項目（2012BAG03B01）和國家自然科學基金（51377064）資助項目。

2014-09-01

黃聲華 男，1951年10月生，教授，博士生導師，研究方向為電力電子與電力傳動，新型電機系統及其控制