LCL型并網逆變器雙閉環控制方法的研究

杜志華

（煤炭工業太原設計研究院，山西 太原 030001）

引言

隨著世界經濟的迅猛發展，世界各國對能源需求急劇增長，導致以煤、石油、天然氣為主的傳統能源面臨枯竭，而以太陽能、風能、生物能為主的可再生能源清潔無污染，只要合理利用就能夠滿足全球50%的能源需求。并網逆變器是新能源并網的接口裝置［1－2］，將可再生能源轉換為電網能接納的電能。理想的入網電流是完美的正弦波，較 低 的 總 諧 波 失 真 （total har monic distortion，T HD）是并網逆變器控制所追求的目標。

為了降低入網電流的T HD，逆變器拓撲需包含濾波環節。并網逆變器濾波器一般有L和LCL兩種類型［3－6］。單L濾波器結構簡單，控制容易，但高頻諧波衰減能力不強；LCL濾波器對高頻分量呈高阻抗，能夠很大地衰減高頻諧波電流，但該系統為三階系統，存在諧振峰，對系統的控制策略提出更高的要求。采用單環入網電流直接來對并網逆變器進行控制，系統存在諧振尖峰，導致系統不穩定［7－8］。電容兩端串聯電阻的方法，可以有效抑制諧振尖峰，但降低了濾波器的高頻濾波效果，增加了系統的損耗［9］。采用逆變側電流反饋控制方法，可以增強系統穩定性，但不能實現對并網電流的直接控制［10］。

本文提出并網電流外環電容電流內環的雙環控制策略，該方法內環采用電容電流反饋控制來抑制系統諧振峰，外環采用入網電流直接反饋控制，能夠降低并網電流的諧波畸變率，提高并網逆變器輸出電能質量。

1 并網逆變器拓撲

LCL型單相并網逆變器拓撲如圖1所示。

圖1 LCL型并網逆變器電路拓撲

圖1 中：Udc為直流側電壓；idc為直流側輸出電流；San、Sap、Sbn、Sbp為構成全橋逆變電路的四個開關管；L1、L2、C分別為LCL濾波器的濾波電感及濾波電容；i1為逆變器逆變側的電流；i2為逆變器并網側電流；Ugrid為單相電網電壓。當開關頻率遠高于輸出濾波器的截止頻率時，逆變橋可等效為比例環節KPWM。

忽略濾波電感的電阻和電容的寄生電阻，由圖1的拓撲可得出如圖2 LCL濾波結構圖。

圖2 LCL濾波的結構圖

通過LCL濾波結構圖，可以得出其幅頻特性如圖3所示。從圖中可以看出LCL型濾波器較L濾波具有更好的高頻濾波性能，但LCL濾波器為三階結構，在諧振頻率處有較高的諧振尖峰，造成系統不穩定，所需要進行阻尼抑制。

圖3 L型濾波與LCL型濾波的頻率特性圖

2 諧振阻尼抑制

圖4為單環入網電流直接反饋控制閉環控制框圖。由系統控制框圖可推導出系統的開環傳遞函數為公式（1）。

圖4 入網電流反饋控制框圖

由公式（1）畫出系統頻率特性圖，如圖5所示。可以看出該系統在諧振頻率處仍存在諧振尖峰，容易造成系統不穩定。由系統傳遞函數可看出，該系統有位于S平面右半部分的極點，可見對于LCL型并網逆變器系統，單環并網電流反饋控制閉環控制會導致系統不穩定。

電容電流反饋能實現諧振的抑制，電容電流反饋控制如圖6所示。

圖5 單環并網電流反饋控制系統開環頻率特性

圖6 電容電流反饋控制框圖

電容電流反饋控制與單環并網電流反饋控制對比圖，如圖7所示。從圖中可以看出，電容電流反饋控制能夠很好地抑制諧振尖峰，并且在高頻段并沒有降低濾波器性能。

圖7 電容電流反饋控制與單環并網電流反饋控制幅頻特性圖

3 雙閉環控制策略的設計

由上述可知，電容電流反饋能夠抑制諧振，增強系統穩定性。本文提出一種入網電流外環電容電流內環的雙環控制策略，如圖8所示，利用電容內環來抑制系統諧振，增強系統穩定性，外環在內環閉環的基礎上能夠直接對并網電流進行控制，提高系統的控制精度。

圖8 雙環控制系統框圖

3.1 閉環系統設計

雙環控制系統由外環和內環構成。首先需要設計內環參數，在內環設計的基本上進行外環的設計。

3.1.1 內環設計

由圖8可得出電容電流內環的閉環傳遞函數為：

系統的阻尼比：

從公式（3）可看出系統阻尼比與內環控制參數成正比，系統阻尼比越大，對諧振尖峰的抑制能力越強，但過大的阻尼比將導致系統的動態響應能力較差。為同時兼得系統動態響應能力和諧振尖峰的抑制效果，一般工程經驗值［12］ζ＝0.707。

3.1.2 外環設計

由于控制對象模型本身是由全控型開關器件以及二極管組成，系統為非線性系統，在建模時將其線性化，所以控制系統參數與真實值有一定的偏差。為解決上述問題，在設計系統調節器，必須留有足夠的域量，一般工程經驗為相角裕度MP＝30°～70°，幅值裕度MG＝6～8 d B。

圖9雙閉環控制系統的等效框圖。公式（4）所為雙閉環控制系統的開環傳遞函數，由傳遞函數可看出系統為Ⅱ階系統，根據自動控制原理，針對二階系統一般采用“振蕩指標法”進行系統整定。增大積分系數能夠提高系統跟蹤給定的能力，但也會給系統帶來不利影響，能夠降低系統的相角裕度，同樣，較大的比例系數能夠增加系統帶寬，增強系統的動態響應能力，但會減少系統幅值裕度，使系統不穩定。所以需要進行參數的合理設計，既保證系統具有穩態控制精度高，又要滿足系統的動態響應速度快的能力。

3.2 穩定性分析

由雙閉環系統等效框圖可得到系統閉環傳遞函數為：

圖9 雙閉環等效框圖

雙閉環控制系統的特征方程為：

根據勞斯判據，系統穩定性條件為：

并網電流外環電容電流內環的雙閉環系統的穩定條件如公式（7）。從公式（7）可看出，不等式中含有電容項，當積分系數較小時，KKPWMKiL2C忽略不計，比例系數Kp＜1＋L2／L1。當積分系數較大時，KKPWMKiL2C就不能忽略，但電容容值非常小，所以KKPWMKiL2C也非常小，Kp取值有所變化。

4 仿真和實驗驗證

經過上述雙閉環系統的設計，在Simulink仿真環境中搭建了控制系統的仿真模型。圖10、下頁圖11分別為并網電流電壓穩態波形和并網電流的諧波失真率。從圖中可看出入網電流能夠完美地與電網電壓保持同頻同相，并且系統的穩態精度較高，諧波失真率僅為0.89%。

圖10 并網電流電壓仿真波形

圖11 并網電流仿真的THD

本文研制了一臺2.2 k VA實驗樣機，在該樣機上驗證了該算法。圖12、圖13為并網的實驗電流電壓波形和電流的諧波失真率波形圖。從圖中可以看出LCL濾波器對并網電流起到了很好的高頻衰減作用，抑制了開關頻率處的諧波分量，而且電容電流反饋很好地抑制了諧振尖峰，降低了入網電流的諧波失真率，提高了系統的穩態精度。

圖12 并網電流電壓實驗波形

圖13 并網電流實驗的諧波失真率

5 結語

LCL型并網逆變器存在固有的諧振尖峰，采用傳統單環并網電流反饋控制，不能對諧振峰進行阻尼作用，因而系統不穩定。針對該情況，本文提出了一種電網電流外環電容電流內環的雙閉環控制方法，詳細推導了系統的傳遞函數，并對控制系統內外環進行詳細設計，在Simulink仿真環境中搭建了仿真模型，最后在2.2 k VA并網逆變器試驗臺上進行實驗，實驗結果證明本文所提的雙閉環控制方法能夠大大抑制系統諧振尖峰，并提高了系統的穩態控制精度，改善了入網電能質量。

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