機車牽引傳動系統干擾電流抑制方法的探討

胡 貴,龍谷宗,許加柱,李知宇,黃細友

（1. 南車株洲電機有限公司,湖南 株洲 412001；2.湖南大學電氣與信息工程學院,長沙 410082）

1 引言

隨著我國高鐵技術的飛速發展和應用，目前高速客運和重載貨運大功率電力機車廣泛采用全控型電壓源變流器，取代傳統韶山系列采用的相控型變流器作為牽引傳動系統的電能變換核心[1]。基于電壓源型變流器的牽引傳動系統雖能有效降低牽引電流中的諧波含量，但在載波頻率并不是很高的時候(數百赫茲到數千赫茲之間)條件下，系統仍會產生一定的干擾電流。這些干擾電流的存在會給機車及鐵路沿線的信號設備和線路帶來嚴重的電磁干擾[2-3]，給電力機車的安全運行帶來一定的隱患。

目前，針對牽引變流器產生的噪聲諧波問題，抑制方案一采用多重化移相控制技術[4-6]，能部分降低牽引傳動系統注入牽引網中的干擾電流，但由于受到多重化數量的限制，抑制效果仍有待進一步加強；抑制方案二采用在牽引變電所裝設高通濾波器的方案[7]，但該方案仍造成的干擾電流仍會對沿線信號設備的影響，效果較差。

針對電力機車牽引傳動系統存在的上述問題，本文提出了一種采用集成濾波電感技術的牽引傳動系統的技術方案；該技術方案在牽引主變壓器中增設一套濾波繞組，外接濾波電容構成LC濾波支路，從而實現對干擾電流的抑制；根據新方案的拓撲結構，通過建立牽引主變壓器的數學模型，推導出變流器電流與注入牽引網電流之間的傳遞函數，并通過對傳遞函數的幅頻特性分析，分析了傳遞函數零、極點頻率對諧波的影響，并結合實際系統的要求，給出了各參數量的約束方程；最后，結合某實際參數，對本文提出的新方案的可行性進行仿真驗證，并對比分析了濾波電容值對干擾電流抑制效果的影響。

2 新牽引傳動系統的接線方案

圖1給出了目前大功率交流牽引傳動系統的接線方案圖，整流器采用PWM控制的四象限變流器VSR，整流輸出通過直流濾波和穩壓電容后與逆變器相連，逆變三相交流電給牽引電機供電。這種交直交型牽引傳動系統為了降低系統注入牽引網的諧波電流，采用多重化載波移相技術[4]，使每臺VSR的三角載波在相位偏移。這種諧波抑制方式雖能在一定程度抑制諧波，但對于干擾電流的抑制仍不充分，有必要采取進一步的諧波抑制措施。針對上述問題，最為簡單和有效的方式之一就是在牽引系統中安裝一條LC濾波支路，目前采用額外增設濾波電抗器方式，該方式成熟可靠，存在體積大的缺點。因此，本文利用電感與變壓器集成技術，提出了一種新的牽引傳動系統的拓撲結構進行探討，如圖2所示。新方案中，在原有牽引主變壓器中增設一套繞組，并外接濾波電容器Cf來實現對牽引繞組側的干擾電流進行抑制，從而降低感應至高壓側的干擾電流。

3 新牽引主變壓器的數學模型

牽引傳動系統一般在采用多繞組變壓器，高壓側繞組在變壓器內部并聯，牽引繞組獨立工作，參考圖2所示；增設一套繞組后，該變壓器可看作共有6套繞組，將端口電壓方程可列：

圖1 交直交牽引傳動系統接線方案圖

圖2 新的牽引傳動系統接線方案圖

式中：ri為各繞組的等效電阻；Lii為各繞組的自感；Mij為i與j繞組間的互感。

將變壓器各繞組參數統一折算至高壓側，不計勵磁電流，可列寫磁動勢平衡方程：

結合式(2)，將式(1)中的第1方程式減去其它任意一行，可求得：

令：r1+rj=r1j、(L11+Ljj-2M1j)=l1j，則兩者分別表示繞組1與繞組j之間的短路電阻和和短路電感。

相應地：

式中：l1jK可看作由繞組1、j和k共同構成的三繞組變壓器中繞組1的等值漏電感。

再結合式(1)、(3)和(4)，式(1)可降階為：

由于濾波電容Cf的存在，濾波繞組側的電壓電流將式(6)代入式(5)中第5方程，并對其進行拉式變換可得：

4 干擾電流抑制對系統參數的要求

由于濾波繞組的短路電阻相比其短路電抗較小，故可忽略式(10)中r1和r16對系統頻率響應的影響，根據式(10)可知，傳遞函數H(s)只與l16、l126和Cf的影響。

根據傳遞函數H(s)的表達式，其自然零、極點分別為：

由式(11)可知：

根據l126＞0和l126＜0兩種情況，傳遞函數H(s) 的幅頻特性的Bode圖如圖3(1)、(2)所示。

由圖3(1)可知，當f＞fzero時，系統的頻率響應是持續衰減的，在f＜fpole頻率區域間，遠離fpole系統的頻率響應也是持續衰減的。而由圖3(2)可知，當在f＞fpole時，若 ，系統頻率響應的幅值為正，則必然會導致高壓側電流中的干擾電流的含量增加；因此，需要確保l126＞0。諧波頻率靠近極點頻率點fpole時，極易造成一次側諧波電流的放大，因此需要傳遞函數的極點頻率小于系統的開關頻率fs，否則會導致四象限變流器多重化移相控制策略失去作用。此外，考慮到中間直流環節中還配置了LC二次諧振回路，同樣為了避開諧振點，要求極點頻率fpole＞2f1(f1為基本頻率)。

綜合上述分析，可列寫出系統實現有效雜音干擾電流抑制時對系統參數的約束方程：

圖3 傳遞函數H(s)的Bode圖

5 新方案的仿真分析與驗證

為了驗證本文提出新的牽引傳動系統雜音干擾電流抑制新方法的理論正確性和工程可行性，參考某牽引傳動系統參數，將原有牽引主變壓器更新為帶諧波抑制繞組的新型牽引主變壓器。系統參數如下：牽引供電網額定電壓27.5kV、牽引主變壓器高壓側額定電壓25KV、低壓側額定電壓為970V、額定頻率f1=50Hz、載波開關頻率fs=500Hz；直流側額定電壓Udc=1800V，直流側支撐電容Cd=8mF，直流側二次濾波器參數：L2=0.84mH，C2=3μF；濾波繞組布置于高壓繞組與牽引繞組之間，額定電壓為5KV。為了分析濾波效果，本文引入重要的判據－等效干擾電流：

其中，ωn—第n次諧波的加權系數，各次電流諧波的加權系數由國際電報電話委員會（CCITT）規定，具體數值見附錄。

根據和諧I牽引主變壓器的結構尺寸，考慮必要的絕緣距離，并保證高壓繞組與牽引繞組間的復合短路阻抗l12不變(牽引傳動系統對復合短路阻抗的l12要求)，將濾波繞組分別布置最接近高壓繞組和最接近牽引繞組兩種極限條件下，結合文獻[12-13]中給出復合短路阻抗的計算方法，求得濾波繞組的等值漏電感的取值范圍范圍內，l612滿足：

結合式(13)、式(12)、式(11)和l612的取值范圍求得濾波電容的取值范圍：0.2μF＜Cf＜76μF；同時，根據傳遞函數極點的計算式(11)，為了盡可能降低濾波繞組的尺寸，希望濾波電容器在一定范圍內盡可能大，但考慮到濾波電容Cf的成本，Cf的取值不宜過大；因此，本文對濾波電容器的取值進行約束：

同樣，根據傳遞函數H(s)的極點約束范圍：

可求得系統對復合短路阻抗l16的取值范圍要求：

根據圖2所示的高壓繞組、濾波繞組和牽引繞組的布置圖可知：

同時，復合短路阻抗l16、l26又滿足：

結合式(17)和式(18)，求得l16的取值范圍滿足：

根據式(16)和式(19)對l16取值范圍的共同約束，并考慮式(13)，則l16需要滿足：

當牽引主變壓器二次側濾波繞組處于開路狀態、不接入濾波電容Cf時，牽引傳動系統注入牽引供電網的電流頻譜分析圖如圖4所示。

圖4 牽引傳動系統注入牽引供電網的電流頻譜圖

為了實現濾波電容Cf與濾波繞組復合短路阻抗的最優配合，實現對等效干擾電流的最大抑制，本文針對由Cf和復合短路阻抗l16不同取值構成20種組合條件下，對牽引傳動系統進行了仿真對比分析。表1、表2分別給出了20種組合條件下的等效干擾電流及傳遞函數的零、極點。

由表1可知，由不同Cf和復合短路阻抗l16取值構成20種參數組合條件下的零點頻率和極點頻率均在限制范圍內，符合所推導的約束條件。但由表2和圖5分析可得，隨Cf的增大，等效干擾電流Ip減小，濾波效果更好，因為隨著Cf的增大，系統零、極點前移，從而使更大范圍的諧波電流衰減，從而減小了等效干擾電流。隨著復合短路阻抗l16的增大，等效干擾電流的變化不太明顯，但 等效干擾電流Ip有明顯的增大趨勢，因為Cf和復合短路阻抗l16對應的極點頻率在開關頻率的倍數次左右，放大了此頻段的諧波電流，從而使等效干擾電流Ip增大。

表1 不同Cf和l16時零、極點頻率(Hz)

表2 不同Cf和l16時等效干擾電流Ip的值(A)

圖5 等效干擾電流在不同Cf和l16的變化曲線圖

圖6 在不同Cf和l16情況下的系統Bode圖

考慮到濾波繞組的尺寸和濾波電容的大小的同時兼顧濾波效果，選擇為最佳方案。圖7給出了時系統網側電流和濾波繞組電流的頻譜分析圖，對比圖4未加濾波繞組時系統網側電流頻譜分析圖可知，采用集成濾波電感技術后，干擾電流有一定的減小。此時，濾波繞組電流的頻譜分析圖如圖7(2)所示，高次諧波電流大部分從濾波繞組經過，從而降低了網側電流的高次諧波的含量，達到抑制干擾電流的效果。

圖7 網側電流和濾波繞組電流的頻譜分析圖

6 結論

為進一步有效抑制交流牽引傳動系統中的雜音干擾電流，本文提出了一種采用集成濾波電感技術的牽引傳動系統技術方案，通過建立新牽引主變壓器的數學模型，推導出變流器電流與注入牽引網電流之間的傳遞函數，并通過對傳遞函數的幅頻特性分析，得到傳遞函數零、極點頻率對噪聲諧波的影響，并結合實際系統的要求，給出了零、極點的約束方程；最后，結合某實際參數，對本文提出的新方案的可行性進行仿真驗證。通過對比分析濾波電容對干擾電流抑制效果的影響，說明本文提出的采用集成濾波電感技術的牽引傳動系統的方案具有一定的濾波效果，對交流型電力機車對干擾電流的治理給出了新的思路，但該方案提出的濾波繞組電感太大，增加了牽引主變壓器的的體積和重量，須進一步探討分析與驗證。

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