基于改進脈沖注入開關磁阻電機無位置傳感器技術

邵 杰 鄧智泉 胡榮光 王 騁

(1．南京航空航天大學自動化學院 南京 210016 2．曲阜師范大學工學院日照 276826)

0 引言

開關磁阻電機(Switched Reluctance Motor，SRM)因具有結構簡單、堅固，容錯能力強，運行效率高，機械特性硬，適于惡劣環境下運行等特點，目前已被廣泛應用在電動汽車、航空航天、紡織工業、家用電器、伺服與調速系統等眾多領域［1，2］。要保證SRM 可靠運行和高性能控制，就必須準確獲取轉子位置信息。傳統的開關磁阻電機驅動系統中由于采用了轉子位置傳感器，嚴重影響了調速系統的可靠性，提高了成本，加大了安裝調試的難度。因此SRM 無位置傳感技術已成為開關磁阻電機及其相關課題研究的熱點之一［3］。近20年來國內外學者在該領域做了大量研究，針對不同轉速范圍提出多種控制方案。其中主要包括調制解調法、高頻脈沖注入法、相間互感檢測法、磁鏈/電流法、電感模型法、反電動勢估計法、基于智能控制以及觀測器等多種位置估計算法［4-18］。

就SRM 靜止起動和低速運行而言，為獲取轉子位置信息，目前主要的無位置傳感器方法有相電流波形法、調制解調法和高頻脈沖注入法等。高頻脈沖注入方法無需外加激勵源，直接利用功率變換器給非導通相注入高頻檢測脈沖。因此，基于高頻注入脈沖的系列算法在SRM 的初始位置估計和低速運行中的應用具有一定優勢。文獻［8］通過向各相繞組注入診斷信號，根據響應電流計算各相繞組磁鏈，然后查詢磁鏈特性數據表格進行靜止時的轉子位置估計。在此基礎上，文獻［9］利用響應電流峰值與轉子位置角之間的解析關系求出轉子的初始角位置，并對方法的魯棒性進行分析。以上方法雖然可以實現電機的初始定位，但都要依賴電機的電磁關系，算法復雜，通用性差。文獻［10］通過同時在電機兩相以上的繞組注入一定幅值的測試脈沖，利用測試電流與轉子位置的關系來檢測轉子初始位置和判斷起動導通相，從而可實現任何位置時的無反轉起動。文獻［11］提出結合電感分區的高頻脈沖注入方法，通過給各相注入短時脈沖，比較響應電流的大小可以確定初始導通相。該方法易于實現，不依賴電機具體的電磁關系，實用性較好。文獻［12］提出了一種兩相電流比較法的起動方法，這種方法無需預知電感信息，也無需任何建模和解算過程，易于實現。但該方法只能工作在輪流導通情況，且無法實現開通、關斷角的調節。文獻［13］提出了一種基于全周期電感分區策略與角度-電感模型相結合的無位置傳感器方法，可實現電機靜止和帶初始轉速時的精確初始定位和無反轉起動。文獻［14］提出一種基于電流斜率差值法的低速運行方法，消除了反電動勢的影響，擴大了電機調速的范圍。

從現有的國內外文獻可看出，高頻脈沖注入方法主要是應用在開關磁阻電機的初始位置估計，在電機低速運行時的研究較少。脈沖注入法不但可用于開關磁阻電機初始位置檢測，在電機低速運行時也是一種比較可靠的位置檢測算法。開關磁阻電機高速時，電流幾乎在整個電氣周期內都流過相繞組，因此僅存有很少的時間用于注入檢測脈沖。當電機轉速升高時，在一個電角度周期中注入的高頻脈沖數目減少，導致該方法位置估計的準確度下降。因此，研究脈沖注入方法在開關磁阻電機低速運行時的轉子位置估計，并擴大其應用范圍，提高其高速時的檢測準確度具有重要價值。

本文針對12/8分塊轉子開關磁阻電機，提出了一種改進的脈沖注入法，適用于開關磁阻電機的低速運行。該方法僅對電機一相繞組的非導通區間注入電壓脈沖，采取在繞組非導通區間注入寬度逐漸增大的電壓脈沖的方法。通過比較非導通區間響應電流峰值與所設電流閾值的大小，進行轉子位置估計。因改進的脈沖注入法與電流梯度法位置估計原理一致，兩種方法易于統一，有利于擴大提出的無位置方法的適用范圍。實驗結果表明，該方法能夠實現準確的位置估計和無位置傳感器運行。

1 改進型脈沖注入方法

1.1 分塊轉子開關磁阻電機的電磁特性

普通SRM 的定、轉子為凸極齒槽結構，在高速運行時的風(油)阻較大，為了減小風(油)阻，可在轉子中加填充物或增加轉子槽楔，雖然降低風(油)阻的效果明顯，但對工藝的要求較高。并且普通SRM 一般采用較長磁路結構，導致電機的鐵心損耗較大，磁利用率較低。分塊轉子SRM 通過圓柱形轉子結構減小了風(油)阻，采用的較短磁路減小了鐵心損耗［19］。

圖1為三相12/8 結構分塊轉子SRM 的截面圖。其轉子由若干個相同的呈扇形的轉子鐵心塊嵌入在不導磁的轉子套中組成，因此稱為分塊轉子［20］。定義定子槽軸線與轉子槽軸線之間的夾角為θ，當定子槽軸線與轉子槽軸線重合時，定、轉子間氣隙最大，對應相的磁阻最大，此時為不對齊位置θ=0°。各相磁路的磁阻隨轉子位置的變化而改變，對電機繞組以一定的順序通電，轉子即可連續轉動。電機的轉矩、速度及轉向的改變可通過控制勵磁電流大小和通斷時間實現。

圖1 12/8 結構分塊轉子SRM 橫截面示意圖Fig．1 Cross section of 12/8 SRM with segmental rotors

1.2 改進型脈沖注入方法

轉子分塊開關磁阻電機功率變換器采用三相不對稱半橋結構。通過控制不同橋臂上開關管的開通與關斷，可同時或分時給各相注入一定頻率的檢測脈沖信號，而無需外加源等外圍硬件電路。開關磁阻電機電壓方程為

在靜止和低速狀態下，由于檢測脈沖的響應電流幅值很小，運動電動勢、電磁飽和效應、繞組等效電阻壓降均可忽略。注入脈沖后響應電流可表示為)

式中:ipk為響應電流幅值;L(θ)為電機的電感值;U 為母線電壓。由式(2)可知，當母線電壓和檢測脈沖頻率給定時，非導通相的脈沖響應電流幅值與相電感呈反比關系。

開關磁阻電機各相繞組電感隨轉子位置的變化而周期性變化。當向檢測相中注入一定脈寬的激勵脈沖時，在繞組中會產生相應的響應電流，根據不同電感位置處響應電流峰值的變化特點可得到繞組的換相條件，從而判斷換相時刻的到來。由于轉子在電感下降至最小值的位置區域較大，響應電流峰值達到最大值的這一變化過程將十分明顯。與普通的開關磁阻電機不同，本文所用12/8分塊轉子開關磁阻電機相電感從最大值下降到最小值位置區域較小，在非導通相注入高頻脈沖信號后，響應電流峰值變化不明顯，導致采用傳統的脈沖注入方法效果變差。由式(2)可知，增大注入脈沖的寬度也可增大響應電流的幅值。但注入脈沖的寬度過大會產生負轉矩，降低電機的效率。針對以上問題本文提出改進的脈沖注入方法，與傳統的脈沖注入方法不同，改進的脈沖注入方法僅對電機一相繞組在非導通區間施加脈沖激勵，并采用逐漸增大的電壓脈沖。檢測脈沖激勵時間和檢測脈沖注入頻率的選取可參考文獻［16］。在傳統的脈沖注入方法的基礎上，保持脈沖注入的頻率不變，改變注入脈沖占空比，逐漸增加脈沖的寬度，通過DSP 軟件來實現。提出的改進的脈沖注入方法原理如圖2所示。

圖2 脈沖注入與轉子位置估計原理圖Fig．2 Pulse injection and position estimation

為了提高位置估計的準確度，對非導通相的響應電流進行提取及濾波處理。因采用對非導通相電流進行比較的無位置方法，只提取注脈沖后響應電流的波形。由于脈沖頻率較高和電流毛刺的存在，電流幅值的變化需要濾波整形，得到算法可利用的電流幅值包絡線。數字濾波是通過一定的計算程序，對采集的數據進行某種處理，從而消除或削弱干擾和噪聲的影響，提高測量的可靠性和準確度。本文采用最大值濾波的方法得到響應電流峰值的包絡線，在DSP 中編程實現，可靠性高，并且不存在模擬濾波中的阻抗匹配、特性波動以及非一致性等問題。將響應電流峰值與事先所設置電流閾值進行比較，當響應電流峰值超過所設的閾值，發出轉子位置脈沖，估計轉子位置信息。以上轉子位置估計方法的流程圖如圖3所示。電流閾值需要提前設定，隨著母線電壓的升高，脈沖電流的幅值也會相應升高，這樣就需要改變設定的閾值。

圖3 脈沖注入流程圖Fig．3 Flow chart of pulse injection

1.3 脈沖注入的時刻

導通相關斷時的電流并非瞬間降為零，而需經續流衰減過程。傳統的脈沖注入方法在續流區間注入高頻脈沖，延長續流時間，產生較大的負轉矩，不利于電機的運行。為避免電流續流區域的延長，必須要待續流電流下降到接近于零時才開始注入檢測脈沖。改進的脈沖注入方法，通過設置一個接近零的電流閾值，比較續流電流與閾值的大小，當續流電流小于電流閾值后才開始向該相注入脈沖。脈沖注入時刻的原理如圖4所示。通過對檢測脈沖的注入時刻進行限定，設置電流閾值，一方面可避免在關斷續流區間，由于檢測脈沖的注入導致續流時間的延長從而產生較大的負轉矩;另一方面，可避免關斷續流區間由于非導通相電流比較而估計出錯誤換相信號。

圖4 脈沖注入的時刻Fig．4 Determining method of Pulse injection

1.4 與電流梯度法結合

SRM 在起動或低速運行時，旋轉反電動勢很小，繞組電流的di/dt 很大，電流沖擊過大會損壞開關管，針對這種情況一般采用電流斬波控制策略。在斬波控制運行時，通過調節電流斬波限來調節電機轉速。一般通過增大電流斬波限來提高電機轉速，隨著電機轉速的提高，在一個電角度周期里注入的高頻脈沖數目會減少。開關磁阻電機高速時，電流幾乎在整個電氣周期內都流過相繞組，因此僅存有很少的時間用于注入檢測脈沖。另外，高速情況不能忽略旋轉反電動勢的影響，因而非飽和電感計算非常復雜。可見，脈沖注入方法隨電機轉速的升高位置估計的準確度會隨之下降。

當電流斬波限調到最大值時，即不再進行電流斬波控制，這時仍采取脈沖注入方法進行轉子位置估計，估計準確度降低、效果變差，導致方法失效。此時，因為斬波限足夠大，并未對導通相電流進行斬波控制，可結合傳統電流梯度方法進行轉子位置估計。通過提取電機繞組導通相的電流，即可檢測電流梯度的過零點進行轉子位置估計。提出的新的無位置電流梯度法估算轉子位置原理如圖5所示。以上兩種無位置方法都是對電流的檢測，低速時的脈沖注入單閾值方法是對非導通相脈沖響應電流進行比較控制，高速時的傳統電流梯度法是對導通相的電流進行過零點檢測。脈沖注入單閾值的無位置方法在一個周期內獲取一個檢索位置脈沖，與高速時電流梯度方法的單個周期中檢測單個特殊位置點進行轉子位置估計的原理一致。所以兩種方法本質相同，在使用過程中易于統一。本文將以上兩種方法結合，在電機轉速升高時結合電流梯度法擴大提出的無位置方法的適用范圍。

圖5 提出的新的無位置方法電流波形Fig．5 Typical current waveform of the new sensorless control method

由相繞組電壓平衡方程(1)可知，相電流在最小電感末端達到峰值，利用此特征可在每個周期內檢測一次轉子位置［16］，相鄰電周期內的兩個檢索脈沖之間相差一個電周期，即45°，那么只要記錄它們之間相隔的時間t，便可由式(3)和式(4)分別估計出轉速信息和轉子位置信息

式中Δθ 和Δt分別為相鄰電周期的位置檢索脈沖之間的角度差和時間間隔。

式中:θ(k+1)和θ(k)分別為相鄰采樣周期的位置信號值;ΔT 為DSP 中斷周期。

2 實驗驗證

為了進一步驗證控制策略的可行性，本文以TI 公司的TMS320F2812 芯片為數字控制器，在一臺三相12/8 極分塊轉子SRM 上進行實驗研究。所用分塊轉子開關磁阻電機的參數可參見文獻［20］。負載電機采用一臺永磁無刷伺服電動機。實驗平臺如圖6所示。其中，功率電路部分采用傳統的三相不對稱半橋結構，通過3 個電流傳感器實時采集三相繞組電流，經過調理電路和A-D 轉換后在DSP 中進行處理。另外在電機端部安裝了3 個光電傳感器，方便將估算位置與電機實際位置進行比較。

圖6 實驗平臺Fig．6 Experimental platform

圖7為注入的高頻脈沖電壓信號與對應的相電流之間的關系波形，從實驗波形可看出，在注入高頻脈沖的時刻，相電流已經續流到接近于零的閾值，這樣就不會存在續流電流與脈沖電流的重疊現象，提高了位置估計的準確度，減少了負轉矩影響。在非導通區間注入寬度逐漸增大的電壓脈沖，響應電流峰值隨脈沖寬度逐漸增大而增加。提取非導通相注入高頻電壓信號后的響應電流，在DSP 中進行數字濾波處理，與預先設置的電流閾值進行比較，即可估計出轉子位置信息。

圖7 電流波形與電壓脈沖Fig．7 Phase current and the injected pulse waveforms

圖8為電機轉速為250 r/min，在θon=0°及θoff=18°情況下A 相電流與轉子位置之間的關系波形。開關磁阻電機低速運行，采取斬波控制方式，非導通區間注入寬度逐漸增大的電壓脈沖，提取非導通相電流，進行濾波處理。當電壓固定時，電流閾值提前確定，濾波電流與閾值比較，進行轉子位置估計。從實驗波形可看出，電機低速時采用脈沖注入的單閾值方法，能正確給出A 相對應的位置脈沖信號，并實現對轉子位置角的準確估計，誤差較小。

圖8 脈沖注入相電流及位置估計波形Fig．8 Phase current and position estimation waveforms of the pulse injection sensorless method

圖9為當母線電壓為30 V，電流斬波限為4 A時的實驗波形，此時轉速為650 r/min。因為斬波限足夠大，電機不再進行斬波控制，但在非導通區間仍注入電壓脈沖，仍利用非導通區間的響應電流峰值與電流閾值進行比較，估計轉子位置信息的方法。從波形可看出，由于單閾值方法易受到電壓波動的影響，當轉速升高時可看出轉子誤差明顯，方法已經失效。

圖9 脈沖注入無位置方法相電流及位置估計波形Fig．9 Phase current and position estimation waveforms of the pulse injection sensorless method

此時，因為斬波限足夠大，并未對導通相電流進行斬波控制，可結合傳統電流梯度方法進行轉子位置估計。通過提取電機繞組導通相的電流，即可檢測電流梯度的過零點進行轉子位置估計。圖10為電機轉速為650 r/min，在θon=0°及θoff=18°情況下A 相電流及電流梯度過零點的位置脈沖與轉子位置之間的關系波形。從實驗波形可看出，采用電流梯度方法，通過提取導通時的電流，檢測該電流的電流梯度過零點信號，即為定轉子齒極開始重合的位置點信號。該方法能正確給出A相對應的位置脈沖信號并實現對轉子位置角的準確估計，在轉速升高時位置檢測準確度提高，誤脈沖減少。

圖10 電流梯度無位置方法相電流及位置角度估計波形Fig.10 Phase current and position estimation waveforms of the current gradient sensorless method

圖11為電機在切除位置傳感器的情況下A 相電流、電流斜率與轉子位置之間的關系波形。從實驗波形可看出，當位置傳感器切除后，采用電流梯度方法，可正確估計轉子位置角度，電機可正常運行。

圖11 電流梯度無位置方法切除傳感器實驗波形Fig.11 Waveforms of the current gradient sensorless method

圖12為電機轉速為650 r/min，在θon=0°及θoff=18°情況下A 相電流、切換信號、轉速與轉子位置誤差之間的關系波形。由于單閾值方法易受到電壓波動的影響，當轉速升高時可看出轉子誤差明顯。此時進行無位置方法的切換，當切換信號變為1時，由脈沖注入法切換至電流梯度法。提取繞組導通區間的電流，采取電流梯度過零的檢測方法進行轉子位置的估計。從實驗波形也可看出，高低速方法的切換過程轉速平滑，在高速時采用電流梯度法角度誤差減小。

圖12 切換過程轉速和角度誤差波形Fig.12 Position and angle estimation error during the switch-over area

3 結論

本文針對12/8分塊轉子開關磁阻電機，提出了一種改進的脈沖注入法。僅對電機一相繞組的非導通區間注入寬度逐漸增大的電壓脈沖，通過響應電流與設定電流閾值的比較，進行轉子位置估計。得到如下結論:

1)提出的改進的脈沖注入方法易實現，不需要附加硬件，算法簡單。僅對電機一相繞組的非導通區間注入電壓脈沖，各相獨立，可實現電機缺相容錯控制。

2)該方法對脈沖注入的時刻進行研究，消除負轉矩的影響。

3)將傳統的脈沖注入方法進行改進，使之與電流梯度法結合，擴大無位置傳感器方法適用的轉速范圍，為下一步實現開關磁阻電機起動、低速、高速全速范圍內的無位置方法打下基礎。

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