基于Boost PFC的電動汽車充電機的設計與實現

張 寧，袁 博，全書海

(武漢理工大學自動化學院，湖北武漢430070)

隨著電動汽車行業的快速發展，電動汽車相配套的充電機設備也將成為一個新興的產業，其發展前景日新月異［1-2］。功率因數校正技術(Power Factor Correction，簡稱PFC)的主要目的是使輸入端的電網電流正弦化并和輸入電網電壓同相位，且消除諧波［3］。在理想情況下，功率因素校正可以使電器設備的負載特性表現為純電阻特性，其從電網吸收的電流僅為有功電流，這不僅將使損耗和成本降至最小，也減少了對其他設備的干擾［4-6］。交錯并聯系統不僅具有并聯運行系統的所有優點，由于提高了輸出電流紋波的頻率，交錯并聯系統還能夠降低對濾波電容以及磁性元件的要求，從而提高整個系統的功率密度［7-8］。本文綜合考慮了PFC電路的工作特性、充電機的性能指標以及效率因素等性能要求，結合Boost PFC電路與Buck電路，為了進一步減小電壓和電流紋波、減小電磁干擾、提高充電機的效率，采用了交錯并聯技術。

1 充電機主電路拓撲

在采用開關電源的傳統的充電器電路拓撲中，有各種各樣的變換器電路，但其基本類型實際只有正激式、反激式、推挽式、半橋式和全橋式這5種［9］。與傳統的充電機單一的拓撲結構相比，本文設計的充電機主要由2部分構成:一部分是AC-DC部分，即有橋型的交錯并聯Boost PFC電路;另一部分是DC-DC部分，即交錯并聯的Buck電路。圖1為充電機的拓撲結構圖。

圖1中二極管整流橋，電感L1、L2，MOS開關管Q1、Q2以及二極管D1、D2構成了交錯并聯的 Boost PFC 電路。MOS 開關管 Q3、Q4，二極管 D3、D4以及電感L3、L4構成了交錯并聯的Buck電路。C1和C2為濾波電容。

圖1 充電機拓撲結構圖

2 交錯并聯Boost PFC的設計

設計PFC電路是為了使輸入端的的電網電流正弦化并和輸入電網電壓同相位，而且消除諧波，本文中Boost PFC的主要技術指標及參數:輸入電壓，220VAC±15%;輸入頻率，50Hz;輸出電壓，440VDC;開關頻率，100 kHz;兩相電感量，980 uH，985 uH;輸出電容，840 uF。

2.1 交錯并聯Boost PFC的工作原理

本文中，交錯并聯Boost PFC主電路為兩相交錯并聯(圖2)。

圖2 兩相交錯并聯Boost PFC電路圖

圖中兩個Boost變換器并聯連接，目的是在控制上實現兩個Boost PFC均勻分擔輸入電流，減小開關管的電流應力。同時，使兩個高頻PWM開關在相位上錯開180°，實現高頻電感電流的交錯，減小了輸入電流的高頻紋波、輸入濾波器的差模電感以及前級EMI濾波器的尺寸［10］。

圖3 交錯并聯Boost PFC工作狀態圖

交錯并聯Boost PFC在電感電流連續模式下，電路可能出現四種工作狀態(圖3):(a)開關管Q1、Q2同時導通時，電感電流iL1、iL2增大，輸出電容為負載提供能量;(b)開關管Q1開通，Q2關斷，電感電流 iL1增大，iL2減小;(c)開關管 Q1、Q2同時關斷，電感電流iL1、iL2均減小，輸出電容儲存能量;(d)開關管 Q2開通，Q1關斷，電感電流 iL2增大，iL1減小。

當交流電壓的絕對值增大時，電感電流波形見圖4，t0到t1時刻，PFC電路工作在(a)狀態，兩相電感電流均增大;t1到t2時刻電路工作在(b)狀態，電感電流iL1增大，iL2減小，且iL2下降趨勢強于iL1上升趨勢;t2到t3時刻，電路工作在(a)狀態，兩相電感電流均增大;t3到t4時刻電路工作在(b)狀態，電感電流iL1增大，iL2減小，且iL2下降趨勢強于iL1上升趨勢。

圖4 交流電壓的絕對值增大時的電流波形

當交流電壓的絕對值減小時，電感電流如圖5所示，t0到t1時刻電路工作在(b)狀態，電感電流iL1增大，iL2減小，且iL1上升趨勢強于iL2下降趨勢;t1到t2時刻，PFC電路工作在(c)狀態，兩相電感電流均減小;t2到t3時刻，電路工作在(b)狀態，且iL1上升趨勢強于iL2下降趨勢;t3到t4時刻，電路工作在(c)狀態，兩相電感電流均減小。由上圖可知兩個電感電流相互疊加后，總體電流紋波減小。

圖5 交流電壓的絕對值減小時的電流波形

2.2 PFC數字控制器的設計

平均電流控制是在峰值電流控制基礎上發展起來的一種電流型控制方法，它們都是雙環控制系統，即一個電壓控制環和一個電流控制環。電壓控制環使Boost電路輸出的電壓穩定，電流控制環使輸入電流更接近正弦波［11］。

在交錯并聯Boost PFC電路中，為執行平均電流控制算法，需要輸入4個信號，即交流輸入電壓Vac，電感電流 iL1、iL2和 PFC輸出電壓 Uo(圖6)。Kf、Ks1、Ks2和Kd增益塊替代了先前各自的電壓和電流感測與調節電路。瞬時信號Vac、iL1、iL2和Uo通過各自的采樣電路被檢測，檢測的信號經過模數轉換送入到數字控制器中。數字化的PFC輸出電壓Uo與期望的PFC輸出電壓Vref相比較得到一個差分信號，然后將這個差分信號饋入到數字化的電壓環路PI控制器Gvea?！癇”為電壓環路 PI控制器 Gvea的輸出，其目的是維持PFC輸出電壓的穩定?！癆”為取絕對值后的交流電壓數字瞬時信號，它決定了電感電流的波形?！癆”與“B”的乘積決定了內部電流環路的參考電流信號Iref。Iref與iL1、iL2的差值分別進入電流PI控制器Gca1、Gca2。電流PI控制器的輸出最后經過PWM模塊產生PWM占空比命令。

圖6 數字控制的PFC控制環路框圖

在一個交流周期中，開關管開通時，電感電流增大，關斷時，電感電流減小。在一個開關周期中，當輸入電壓平均值的絕對值比上一個開關周期大時，電感電流在該開關周期中的平均值也呈增大趨勢;當輸入電壓平均值的絕對值比上一開關周期小時，電感電流在該開關周期中的平均值也呈減小趨勢，最后得到類似于正弦半波的波形，交流輸入電流也呈現類似于正弦波的波形(圖7)。

圖7 交錯并聯PFC電壓波形與電流波形

2.2.1 電流環路設計 由于交錯并聯Boost電路中每相電路結構基本相同，因此，電流環路控制器可分析其中一相。在輸出電壓完全跟蹤電壓給定且恒定不變的情況下，每相電感兩端的電壓在一個開關周期內的平均值

開關頻率遠大于輸入電壓頻率的情況下，對式(1)施加小信號擾動

對式(2)進行拉式變換可得到電流環功率級傳遞函數

電流PI控制器傳遞函數

式中，Kp1為比例系數;Ki1為積分系數;Ti1為積分時間常數。

電流環路的開環傳遞函數

要保證系統穩定運行，電流環必須有足夠的帶寬是輸入電流跟蹤電流給定，要求電流環路PI控制器的“零點”配置應遠小于電流環截止頻率，滿足系統的相角裕度不少于45°，“零點”可選為電流環截止頻率1/10左右，即10 kHz。由

得

將電流環路PI控制器零點設置在1 kHz，得

因此

所以 Kp1=4.196，Ki1=26225。

2.2.2 電壓環路設計 電壓環的功率級傳遞函數

電壓PI控制器的傳遞函數

電壓環開環傳遞函數

為了抑制輸出電壓二次紋波對電壓環的影響，電壓環的開環截止頻率取10 Hz，相角裕度為45°。由

得

將電壓環路PI控制器零點設置在10 Hz，積分時間常數

因此

所以 Kp2=8.287，Ki2=517.938。

3 交錯并聯Buck電路的設計

3.1 交錯并聯Buck的工作原理

設計Buck電路是為了使充電機的輸出能滿足電動汽車電池的充電要求。本文中，交錯并聯Buck電路為兩相交錯并聯，開關頻率100 kHz，電感L3與L4的電感量分別為740 uH、741 uH，輸出電壓為336 VDC。輸出電容為1500 uF。電路的工作狀態見圖8。

在電感電流連續模式下，交錯并聯Buck電路可能出現四種工作狀態:a)Q3觸發開通，D4續流，Q4截止，L3儲存能量同時電流上升，C充電;b)Q3，Q4均觸發開通，L3，L4儲存能量同時電流上升，C充電;c)Q4觸發開通，D3續流，Q3截止，L4儲存能量同時電流上升，C 充電;d)Q3，Q4均截止，D3，D4續流，L3，L4的電流減小，C放電。

圖8 交錯并聯Buck電路工作狀態圖

3.2 交錯并聯Buck數字控制器的設計

交錯并聯Buck電路的平均電流控制由2個環路構成，即一個電壓外環和電流內環。為執行數字控制算法，需要4個輸入信號，輸入電壓信號，兩路電感電流信號和輸出電壓信號。在設計時，由于每相電感參數基本一致，因此環路的控制可單獨分析其中一相。系統框圖見圖9。

圖9 Buck電路的系統框圖

在輸出電壓完全跟蹤電壓給定且恒定不變的情況下，一個開關周期內電感電壓的平均值

在式(3)施加小信號擾動，并進行擾動分離，得

對式(4)進行拉氏變換，得到電流環功率級的傳遞函數

電壓環功率級的傳遞函數為

電流環PI調節器與電壓環PI調節器的傳遞函數分別為

式中，Kp3為比例系數;Ki3積分系數;Ti3為積分時間常數。

式中，Kp4為比例系數;Ki4為積分系數;Ti4為積分時間常數。

將電流環截止頻率設置在10 kHz，即fci=10 kHz;零點設置在 1 kHz，即 Ti3=16 ×10－5。由式(5)、(7)得－5

所以Kp3=3.098，Ki3=19363，將電流環截止頻率設置在10 Hz，即fci=10 Hz;零點設置在100 Hz，即Ti4=0.0016。

由式(6)、(8)，

所以 Kp4=94.566，Ki4=59103.75。

4 仿真分析與實驗結果

4.1 仿真分析

本文利用PSIM軟件建立仿真電路，對前文所設計的電路及控制參數進行仿真分析，驗證了電路設計的正確性。220 V單相交流電輸入，PFC輸出電壓為440 V，直流輸出電壓為336 V，輸出功率為3.6 kW，所帶負載為固定功率負載。仿真結果見圖10、圖11。

圖10 輸入電壓與輸入電流波形

圖11 輸出電壓波形

從仿真波形來看，輸入電流在相位上跟蹤了輸入電壓的波形，且保持了很好的正弦特性。輸入的功率因素達到了0.9以上。輸出電壓穩定在336 V左右，體現了良好的穩定性。

4.2 實驗結果

圖12為輸入電壓波形與兩相電感電流波形，從圖中可以看出，兩相電感電流波形均為正弦半波，在相位和幅度上基本保持一致，表明流過兩相電感的電流大小基本相同，實現了兩相均流;與輸入電壓波形相比較，電感電流波形能夠很好地跟蹤輸入電壓波形的相位，表明在交流輸入端輸入電流能夠很好地跟蹤輸入電壓的相位。

圖13為輸入電壓波形與輸入電流波形，從圖中可以看出輸入電流具有良好的正弦特性，且相位與輸入電壓的相位基本一致，輸入電流的幅值約為每相電感電流幅值的兩倍，在輸出功率為2 kW時，其輸入功率因素達到0.99。

圖12 輸入電壓波形與電感電流波形

圖13 輸入電壓波形與輸入電流波形

表1 電路效率分析表

表1為實驗電流在不同負載時的效率表。從表中可以看出，在輕載時，電路整體效率偏低，且隨負載阻值的減小輸出功率逐漸提升，在接近滿載時輸出效率保持穩定。

5 結論

針對交錯并聯的平均電流型Boost PFC電路與交錯并聯的Buck電路，分析了其數字化實現的方法和原理，并將其應用于電動汽車充電系統中，同時對該電路進行了仿真和實驗驗證。仿真和實驗結果表明前述理論分析和建模是正確的，依據理論模型計算出的PI參數是正確的。交錯并聯的應用使得電流紋波減小，增大了電流紋波的頻率，降低了系統對硬件電路的需求。整個系統達到了設計要求，輸入功率因素達0.99，系統效率達0.92，證明了該數字系統的可行性與高效節能性。

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