單極性弱倍頻SPWM逆變器控制技術

羅辭勇，謝同平，廖勇(.重慶大學輸配電裝備及系統安全與新技術國家重點實驗室，重慶400044; .國網淄博供電公司，山東淄博55000)

?

單極性弱倍頻SPWM逆變器控制技術

羅辭勇1，謝同平2，廖勇1
(1.重慶大學輸配電裝備及系統安全與新技術國家重點實驗室，重慶400044; 2.國網淄博供電公司，山東淄博255000)

摘要:單極性倍頻正弦脈寬調制(sinusoidal pulse width modulation，SPWM)驅動波半周內的矩形脈沖數為偶數(倍數)。該驅動方法在輸出電壓波形對應基波電壓峰值的部分有一個最小的關斷脈沖，當系統高功率因數時，會產生很大的損耗。針對這一問題，考慮取消在輸出電壓波形對應基波電壓峰值處的最小關斷脈沖，使驅動波半周內的矩形脈沖數為奇數，形成單極性弱倍頻SPWM控制的新方法。根據現有的SPWM控制方法，建立了逆變器仿真模型，分析了單極性弱倍頻控制下逆變器輸出電壓的諧波含量和開關器件的損耗。在理論和仿真分析的基礎上搭建了硬件平臺，實驗驗證該方法相比單極性倍頻SPWM在保持諧波總含量基本不變的情況下，降低了開關損耗。實驗的結果表明在新的控制方式下逆變器效率提升1.6%～2.0%。

關鍵詞:逆變器;效率;SPWM;諧波含量;MOSFET損耗;單極性弱倍頻

謝同平(1989—)，男，碩士研究生，研究方向為電機與電器、電力電子功率變換;

廖勇(1964—)，男，教授，博士生導師，研究方向為電機與電器、電力電子功率變換、風力發電等。

0引言

在逆變電路中，絕大部分都是PWM或SPWM型逆變電路［1］。隨著逆變器載波頻率的增加，開關器件的損耗也急劇上升。高開關頻率的SPWM逆變器主要限制之一即為開關器件損耗［2］。為降低逆變器開關器件的損耗，人們進行了大量的研究工作［3－4］。超聲波換能器驅動電路其基波是在20～40 kHz左右的頻帶下工作。在超聲波逆變電路應用SPWM驅動［5］，在減小輸出電壓諧波的同時，如何設法降低逆變器的開關損耗是不得不考慮的問題。

單極性倍頻SPWM在逆變橋開關頻率不變的情況下，只需適當安排逆變器件的控制脈沖時序，就可以增加輸出電壓的頻率，緩和諧波抑制與開關頻率提高之間的矛盾［1］。因此單極性倍頻SPWM控制方式是一種很有實用價值的技術。關于單極性倍頻SPWM逆變器已經有了大量的研究和應用。

文獻［6］以單極性倍頻調制的單相逆變器為例分析了頻率混疊在逆變器數字控制中造成低頻諧波等影響。文獻［7］在采用半波倍頻SPWM驅動方式下提出一種新的有源電力濾波器，其特點是沒有直通隱患，可靠性高，無需設置死區，補償性能好。文獻［8］對周期載波頻率下輸出不同模式電壓的SPWM逆變器頻譜進行了理論分析。提出了一種載波頻率雙調制的新原理。從而達到更好的抑制干擾的效果。這些研究主要側重在抑制逆變器的諧波和穩定性。在驅動方法上鮮見有相關報道。

如果能在單極性倍頻SPWM的基礎上，研究新的驅動策略，在保證其現有優勢的情況下進一步降低開關器件的損耗，將會對逆變器的發展有重要意義。本文在單極性倍頻SPWM基礎提出了單極性弱倍頻SPWM控制方法，闡述了單極性弱倍頻SPWM工作原理并對該控制方法下的逆變器開關器件的損耗進行了分析計算。最后基于20 kHz的逆變電路通過仿真與實驗驗證了該驅動方法的正確性和可行性。結果表明與單極性倍頻SPWM相比，此方法在保持諧波總含量基本不變的情況下，減少了開關管的開關次數，降低了開關損耗，對改善器件的發熱和逆變器效率的提高有重要意義。

1　單極性弱倍頻SPWM

單極性倍頻SPWM調制技術具有輸出波形諧波抑制能力好，脈動頻率高而開關管的開關頻率相對于單極性SPWM并不增加等優勢。圖1所示為單極性倍頻SPWM驅動波形和輸出電壓波形。

文獻［9］的分析指出，輸出電壓周期的矩形脈沖數為偶數2N和奇數(2N－1)的輸出電壓的總諧波失真(total harmonic distortion，THD)是幾乎相等的。而輸出電壓半波的矩形脈沖數越少，開關器件的損耗也就越小。因此在單極性SPWM逆變中，輸出電壓半周內的矩形脈沖數通常為奇數。單極性倍頻SPWM是在單極性SPWM基礎上發展起來的，既然是倍頻，其輸出電壓波形半周期內的矩形脈沖數是偶數如圖1所示。

圖1　單極性倍頻SPWM驅動和輸出電壓波形Fig.1　Unipolar frequency multip lication SPWM driver and multip lier output voltage waveform

在圖1中虛線圈中的是單極性倍頻SPWM在半周期中間處存在的最小關斷脈沖。不等寬序列脈沖形造成了每周期正弦量內單個脈沖的占空度差異，在正弦量換向過零點左右近旁的兩個脈沖具有最小的占空比，這利于減小對負載及濾波器件的沖擊和損耗。繼而正弦函數值逐漸遞增的負載電流抵達峰值時，則由大占空比脈沖提供大電流以滿足功率需求，這一規律也利于提高輸出功率、綜合效率和改善系統的整體性能。而圖1中虛線圈中最小的關斷時間不利于功率器件的關斷特性［10－11］。

由于電力電子器件的非理想導通特性，當電流流過時，必產生損耗，電流越大則損耗也越大。當逆變器運行時，若電流處于絕對值最大時無開關動作，則能有效地降低開關損耗。如果逆變器工作在高功率因數條件下，正弦波電壓的峰值和電流的峰值的相位接近。在這種情況下，在圖1所示正弦波電壓峰值處進行開通關斷會產生較大的損耗［11］。也會對負載造成沖擊并導致負載特性的不穩定或漂移，加重濾波器件的負擔。在高頻化和大功率電力變換場合，裝置內部急劇的電流變化，也使器件承受很大的電磁應力。

基于以上分析，嘗試在單極性倍頻SPWM基礎上將半周期內的矩形脈沖數由偶數(2N)改變為奇數(2N－1)，形成了單極性弱倍頻SPWM控制方法。單極性弱倍頻輸出波形和單極性SPWM相同，但其驅動脈沖類似于單極性倍頻SPWM。

單極性弱倍頻SPWM采用與倍頻方式類似的控制方式，相同的逆變電路拓撲結構，如圖2所示。其工作原理如下，Q1，Q4同時導通或者Q2，Q3同時導通時，負載電壓即為直流母線電壓;Q1，Q3同時導通或者Q2，Q4同時導通時，負載電壓為零。其控制波形和輸出波形如圖3所示。

圖2　逆變電路拓撲結構Fig.2 Inverter circuit topology

對比圖3和圖1，Ug1和Ug2的驅動方式是基本相同的(時間點略有不同)。而Ug3在弱倍頻方式下相比倍頻方式在正半周減少了一次開通關斷，在負半周減少了一次關斷開通。Ug4同理。初步直觀上判斷，采用此新的逆變橋驅動方法，可以有效降低開關器件的損耗，而對其輸出電壓的諧波影響較小。

圖3　單極性弱倍頻SPWM驅動和輸出波形Fig.3 Unipolar＆weak frequency multiplication SPWM driver and themu ltip lier output voltage waveform

單極性弱倍頻SPWM控制方法是用數字電路產生SPWM控制脈沖。采用自然采樣法獲得正弦調制波和三角載波的交點數據，并將數據按圖3所示的驅動脈沖的邏輯存儲在芯片中，之后用軟件生成法產生SPWM驅動脈沖。采用軟件生成的方法提高了SPWM控制的精確度，提高了抗干擾能力，簡化了硬件結構。

2　逆變器損耗的仿真分析

單極性弱倍頻SPWM與單極性倍頻SPWM控制方式相比主要優勢在于，保證諧波總含量基本不變的情況下降低了逆變器損耗。為此在本節當中首先通過仿真來對比兩種驅動方法的損耗。MOSFET的損耗主要分為開通損耗、通態損耗、關斷損耗、驅動損耗和由極間電容Cds造成的損耗。仿真過程中采用Intersil司生產的MOSFET(型號為IRFP460)仿真研究，同時在實驗環節也選用了IRFP460。IRFP460部分參數見表1。

表1　IRFP460部分參數Table 1 Partial parameters of IRFP460

對于逆變橋開關器件損耗模型，在理論上沒有作具體深入的研究，所采用MOSFET損耗模型是基于文獻［12］。逆變橋損耗計算其他參數如表2所示。

表2　用于逆變橋損耗計算的電路參數Table 2 Inverter circuit parameters used to calculate the losses

為便于開關器件損耗分析計算的通用性和實時性。模擬了SPWM脈沖生成模塊，搭建了逆變主電路的仿真電路圖(見圖4)。并根據MOSFET損耗計算公式搭建了仿真模型(見圖5)。其中MOSFET電壓電流的值由主電路的仿真模型直接測量得到，然后進行實時計算，最后作一個周期內的平均，將數據在圖4中display模塊顯示出來。

根據圖4模型和獲取的上述參數，計算的單極性倍頻SPWM控制方式下MOSFET總損耗為2.679W，若將逆變橋控制方式改為單極性弱倍頻SPWM控制，則MOSFET損耗為2.371W。仿真結果表明，單極性弱倍頻SPWM相比單極性倍頻SPWM可以降低MOSFET損耗。

圖4　單極性SPWM仿真分析模型Fig.4 Unipolar SPWM simulation model

圖5　MOSFET損耗計算的數學模型Fig.5 M athematicalmodel of the MOSFET losses

3　輸出電壓諧波分析

本節從理論的角度分析兩種控制方法在諧波方面的差異，因此在仿真過程中，沒有對逆變橋驅動脈沖設置死區。利用SIMULINK中FFT分析單極性弱倍頻和倍頻SPWM兩種情況下的諧波，測試條件為輸入直流電壓為100 V，調制度為調制波幅值/載波幅值即6/7，其分析結果見圖6和圖7。

從圖6和圖7中可以看出，輸出基波電壓峰值為85.71 V。在輸出基波電壓相同的情況下單極性弱倍頻SPWM控制方式下的輸出電壓的THD (71.58%)與單極性倍頻SPWM控制下的THD (70.95%)基本相等。但單極性弱倍頻SPWM輸出電壓的低次諧波含量有所增加，會對后端濾波造成一定影響。表3對兩種驅動模式下，輸出電壓的各次諧波含量作了系統對比。

圖6　單極性弱倍頻SPWM的FFT分析結果Fig.6 FFT analysis of the unipolar＆weak frequency multiplication

圖7　單極性倍頻SPWM的FFT分析結果Fig.7 FFT analysis of unipolar frequency multip lication

表3　兩種控制方式下輸出電壓各次諧波對比Table 3 Contrast of harmonic distortion in output voltage between two control patterns

4　實驗結果

本節在仿真研究的基礎上，進行實驗驗證。實驗驗證包括兩部分，首先是單極性弱倍頻SPWM原理驗證，其次是單極性倍頻SPWM和單極性弱倍頻SPWM兩種控制方式下逆變橋損耗測量及分析。實驗硬件電路框圖見圖8。其中，MCU采用的是STM32F103VCT6。STM32一方面與LCD觸控屏進行交互，另一方面控制FPGA(EP2C5T144I8)產生SPWM脈沖。FPGA具有速度快，精確度高，功率損耗低等優點，在SPWM控制中得到廣泛應用［13－14］。FPGA產生的高精確度SPWM脈沖，經驅動電路驅動逆變橋。

對于高頻逆變器中，尖峰電壓會比較嚴重，且隨著電壓的升高尖峰電壓會更嚴重。實驗中通過器件的選型和PCB的布局優化等措施使尖峰電壓得到了抑制。

圖8　實驗硬件電路結構框圖Fig.8 Block diagram of experimental hardware circuit

實驗中交流輸入電源采用調壓器，通過調節輸入電壓來改變功率。驅動電壓為15 V，負載為50Ω大功率無感電阻。為保證功率表的讀數穩定，以免受到逆變橋尖峰電壓的影響，將功率表放置到整流橋前端。由于實驗是損耗的對比分析，不同驅動方法的系統誤差基本是相同的，所以對實驗結果并不會造成影響。MOSFET柵極驅動電阻對逆變橋效率也有較大影響。驅動電阻主要影響逆變橋開關器件的開關損耗，如果取值過大，將使其開關過程緩慢，開關損耗增加。取值過小，將導致d i/d t和d u/d t過大，以至于產生嚴重的電磁干擾，影響系統的穩定運行［15］。實驗中根據文獻［15］和IRPF460芯片資料，驅動電阻取值為10Ω。

在實驗波形中為確保實驗測量結果的準確性，逆變橋沒有采用特定的減小輸出電壓尖峰的措施。實驗電路測得單極性弱倍頻SPWM逆變橋同一橋臂上Q1和Q2的驅動波形如圖9所示。控制脈沖的周期為50us，對應的輸出電壓的基波頻率為20 kHz。

由于開關管的開通時間一般小于其關斷時間，為防止逆變橋直通，需要設置死區。死區設置時間過短會造成不必要的損耗，甚至會有直通的危險。如果設置過大，則會增大輸出電壓波形的畸變率。在5.1節對死區時間的選擇進行了討論，此處不贅述。實驗中控制脈沖死區時間設置為150 ns，一個周期累計死區時間為0.15 us×13=1.95 us。圖9為實際測量的驅動波形，兩路驅動脈沖一個周期內占空率之和76.74%+19.43%=96.17%，一個周期的死區時間即50 us×3.83%=1.915 us。兩者數據基本吻合。

輸出電壓波形由示波器在負載電阻兩端測得，實驗得到單極性弱倍頻SPWM控制下一個周期的輸出波形如圖10所示，與理論分析一致。

圖9　單極性弱倍頻SPWM驅動波形Fig.9 Drive waveform of unipolar＆weak frequency multiplication SPWM

圖10　單極性弱倍頻SPWM控制下的輸出電壓波形Fig.10 Output voltage waveform of unipolar＆weak frequency SPWM

在實驗驗證了單極性弱倍頻SPWM的工作原理之后，進行了逆變器損耗的測量。后端負載接大功率無感電阻，便于輸出波形數據的采集和后端功率的計算。輸出功率計算方法為，用示波器采集負載電阻兩端的電壓波形，然后將波形和數據導入到matlab平臺。根據搜集到的數據，應用matlab計算電壓的有效值，并用U2/R計算得到的輸出功率(采用的是純電阻負載)。為減小計算的誤差以及尖峰電壓對輸出電壓有效值計算的影響，用matlab選擇處理兩個周期的數據。

實驗中采用調壓器調節輸入功率并用以上負載功率測量方法，對不同輸入功率級在單極性倍頻SPWM和單極性弱倍頻SPWM兩種驅動方式下的負載功率分別進行了測量，結果如表4所示。

表4　兩種控制方式下逆變橋效率對比Table 4 Inverter efficiency comparison w ithtwo controlm odes

兩種控制方式下逆變器的效率曲線見圖11。從圖11可以看出隨著輸入功率提高逆變器效率會有所降低，但單極性弱倍頻SPWM驅動方式下的逆變器效率始終要高于單極性倍頻SPWM的驅動方式。驗證了單極性弱倍頻驅動方法的有效性。

圖11　兩種控制方式下的效率曲線Fig.11 Efficiency curves of two control patterns

5　討論

5.1死區時間設置對逆變器損耗的影響

逆變橋死區的設置對逆變橋的損耗會造成比較大的影響。如果死區時間設置過短，則會出現同一橋臂上兩個開關管同時工作在放大區的情況，即一個開關管正在開通，另一個開關管沒有完全關斷，此時會有一部分電流不經過負載而由橋臂直接流通，其電流路徑如圖12虛線所示。

由于圖12中電流的存在，對逆變器的效率造成了較大影響。為此實驗設置50～200 ns五個不同的死區時間，分析不同死區時間對逆變器效率的影響，實驗條件:驅動電壓15 V，驅動電阻10Ω，輸入功率50W，單極性弱倍頻SPWM驅動模式。實驗結果見表5。

圖12　逆變橋開關管交替導通瞬間電流Fig.12　Inverter sw itch alternately conducting instantaneous current

表5　死區對逆變器效率的影響Table 5 Effects of dead zone to the inverter efficiency

由表5數據可以看出死區設置時間對逆變器效率有較大影響。死區時間為50 ns時效率比較低，當死區時間大于等于150 ns時，逆變器效率基本趨于穩定。文獻［16］指出，逆變橋最佳的死區時間包括器件關斷時間toff和輸出電容放電時間之和。

式中:toff為85 ns，由IRFP460芯片資料查得;輸出電容的值為480 pF，見表1;Vdc/I為負載電阻的值50Ω;輸出電容放電時間按輸出電壓矩形脈沖最高頻率500 kHz計算約為100 ns。

根據式(1)計算得到td為185 ns。實驗所采用死區時間150 ns與該計算結果比較接近。

5.2實驗數據與仿真結果的差異

從文中以上分析可以看出，開關管損耗的仿真分析的結果與實驗結果有一定差異。其原因主要有以下幾個方面:

1)整流橋和整流橋后端的濾波電容會消耗一部分功率;仿真分析過程中沒有考慮這部分的損耗; 2)IRFP460自身性能所決定的其開通關斷時間長。此外電路中沒有加軟開關等減小損耗的措施;3)采用的MOSFET損耗計算模型不夠精確。仿真分析中逆變器開關器件損耗的計算，并沒有計及MOSFET反并聯二極管的損耗及其與開關管之間的相互影響和作用，也沒有考慮死區的影響等。其精確的分析計算模型需要進一步研究。

由于是對比研究單極性倍頻SPWM和單極性弱倍頻SPWM控制方式下所減小的開關管的損耗，系統誤差對兩種方法的影響是相同的，因此上述三點并不會對分析造成影響。

5.3尖峰電壓的存在及影響

實驗中沒有采用減小輸出電壓尖峰的有效措施。尖峰電壓與MOSFET柵極驅動電阻有關，增加柵極驅動電阻能夠減小輸出尖峰電壓，但其抑制能力有限。同時與MOSFET的開通時間有關，開通時間越短，尖峰電壓就會越嚴重。

尖峰電壓也會隨著電壓的加大，其峰值明顯增加，嚴重時會干擾驅動信號，損壞驅動芯片以及MOSFET。所以對于高頻逆變器中，如何在兼顧效率的情況下有效抑制尖峰電壓，有待進一步研究。

5.4 SPWM驅動波形生成的方法

目前控制方法中是將開關點數據存儲在芯片中，不便于實現動態調節和閉環控制。已經有大量文獻利用FPGA實現了動態生成開關點，實現實時控制［15－16］。該開關點生成的方法同樣適用于所提出的弱倍頻控制。由于研究側重于方法的驗證和逆變器效率的提升，未在實時控制方面做大量的工作。

6　結論

本文提出了一種新的單極性SPWM逆變器控制方法。對其原理進行了系統仿真分析，諧波含量與單極性倍頻SPWM控制下的輸出進行了對比。并對逆變橋損耗進行了理論計算。最后做實驗驗證了單極性弱倍頻SPWM的原理，測量了逆變橋損耗的相關數據。基于以上分析和實驗，論證了本文所提出的方法可以在保證單極性倍頻SPWM諧波總含量不變的情況下，降低了開關器件的損耗，提高了逆變器效率。本文對于弱倍頻控制方法的實時應用有待進一步研究。但其更大意義在于為逆變器的控制提供了一種新的思路。在工程應用中具有較大的價值。

參考文獻:

［1］樊立萍，王忠慶.電力電子技術［M］.北京:中國林業出版社;北京大學出版社，2006.

［2］MARIA D B，TZONG SW，ARISTIDE T，et al.A review of soft －switched DC－AC converters［C］//Industry Applications Conference，July 1998，San Diego.1998:847－860.

［3］CHATURVEDIPK，JAIN S，AGARWALP.Reduced switching loss pulsewidthmodulation technique for three－level diode clamped inverter［J］.IET Power Electronics，2011(26):393－399.

［4］王強，王天施，劉曉琴，等.高頻并聯諧振直流環節軟開關逆變器［J］.電機與控制學報，2013，17(8):46－51.WANG Qiang，WANG Tianshi，LIU Xiaoqin，el al.High frequency parallel resonant DC link soft－switching inverter［J］.E-lectric Machines and Control，2013，17(8):46－51.

［5］HE Donghui，HUANG Weiqing，PAN Song，et al.Research on ultrasonicmotor driver based on SPWM technology［C］//Piezoelectricity，Acoustic Waves and Device Applications，Nov 2011，Shenzhen.2011:213－216.

［6］李銳，劉邦銀，段善旭.逆變器數字控制頻率混疊現象分析與抗混疊策略研究［J］.電工技術學報，2013，28(10):150－158.LIRui，LIU Bangyin，DUAN Shanxu.Analysis of frequency alias of digital controlled inverters and its suppression method［J］.Transactions of China Electrot echnical Society，2013，28(10): 150－158.

［7］陳仲，王志輝，李夢南，等.交錯降壓式全橋有源電力濾波器［J］.中國電機工程學報，2013，33(30):34－40.CHEN Zhong，WANG Zhihui，LI Mengnan，el al.Interleaved buck full－bridge active power filter［J］.Proceedings of the CSEE，2013，33(30):34－40.

［8］Jin Huang，Rui Xiong.Study on modulating carrier－frequency twice in SPWM single－phase inverter.［C］//IEEE transactions on Power Electronics，May 2013，Wuhan.2013:3384－3392.

［9］董卓敏，王永，孫德敏.對稱規則SPWM的諧波分析及DSP實現［J］.數據采集與處理，2003，18(2):165－169.DONG Zhuomin，WANG Yong，SUN Demin.Harmonic analysis of symmetric regular SPWM and its realization based on DSP［J］.Journal of Data Acquisition＆Processing.2003，18(2):165－169.

［10］張燕賓.SPWM變頻調速應用技術［M］.北京:中國電力出版社，2001.

［11］王鴻雁，鄧焰，趙榮祥，等.飛跨電容多電平逆變器開關損耗最小PWM法［J］.中國電機工程學報，2004，24(8):51－55.WANG Hongyan，DENG Yan，ZHAO Rongxiang，el al.Swiching loss minimizing PWM method for flying capacitor multilevel inverter［J］.Proceedings of the CSEE，2004，24(8):51－55.

［12］SANJAYA M，王志強.精通開關電源設計［M］.北京:人民郵電出版社，2008.

［13］MATINA L，EFTICHIOSK，APOSTOLOSD.Develop mentofan FPGA－Based SPWM generator for high switching frequency DC/ AC inverters［J］.IEEE transactions on Power Electronics，2014 (29):356－365.

［14］劉東，黃進，陳高，等.FPGA在大功率多相變頻調速系統中的應用［J］.電機與控制學報，2010，14(6):51－55.LIU Dong，HUANG Jin，CHENGao，elal.Application of FPGA in high－power multiphase variable speed drives［J］.Electric Machines and Control，2010，14(6):51－55.

［15］張云，徐衍亮，李豹.基于動態電源的MOSFET驅動優化［J］.電工技術學報，2013，28(12):269－275.ZHANG Yun，XU Yanling，LI Bao.Research on optimization of MOSFET driving based on dynamic power source［J］.Transactions of China Electrot echnical Society，2013，28(12):269－275.

［16］李敏遠，姜海鵬，都延麗，等.串聯諧振逆變器最佳死區的選擇［J］.電力電子技術，2003，37(4):22－30.LI Minyuan，JIANG Haipeng，DU Yanli，el al.Design considerations for the best dead time of the series resonant inverter［J］，Power Electronics，2003，37(4):22－30.

(編輯:賈志超)

Technology of unip lar＆weak frequency multiplication in SPWM inverter

LUO Ci-yong1，XIE Tong-ping2，LIAO Yong1
(1.State Key laboratory of Power Transmission Equipment＆System Security and New Technology，Chongqing University，Chongqing 400044，China;2.State Grid Zibo Power Supply Company，Zibo 255000，China)

Abstract:The pulse number of the single polarity frequency doubling sine PulseWidth Modulation(sinusoidal pulsewidth modulation，SPWM)drivewave in a halfweeks is even number(multiple).The drivingmethod in the output voltage waveform corresponding to the fundament alwave voltage peak parts have aminimum shutoff pulse，when the system is a high power factor，can produce a lot ofwear and tear.In order to solve this problem，considering canceling the output voltagewaveform corresponding to the fundament alwave voltage pulse peak inminimum cut-off，so that the number of rectangular drive pulses is odd in a halfweeks，a new method of single polarity weak frequency doubling SPWM controlwas formed.According to the existing SPWM controlmethod，the inverter simulation modelwas established，the inverter output voltage harmonic content and the wastage of the switching deviceswere analyzed，under the method of single polarity weak frequency doubling control.On the basis of the theory and simulation analysis the hardware platform was built，the method is verified by the experiments compared with the single frequency doubling polarity SPWM in keeping the total harmonic content is almost the same，the switching loss is reduced.The experimental results show that under the new control method to enhance the efficiency of the inverter 1.6%～2.0%.

Keywords:inverter;efficiency;SPWM;harmonic content;losses of MOSFET;unipolar＆weak frequency multi plication

通訊作者:謝同平

作者簡介:羅辭勇(1973—)，男，副教授，碩士生導師，研究方向為電機與電器、電力電子功率變換;

基金項目:國家自然科學基金(51177177)

收稿日期:2014－07－11

中圖分類號:TM 464

文獻標志碼:A

文章編號:1007－449X(2016)02－0001－07

DOI:10.15938/j.emc.2016.02.001