二極管鉗位型級聯多電平逆變器新型SPWM研究

林城美，汪光森，王公寶，李衛超，崔小鵬(.海軍工程大學艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室，湖北武漢430033; .海軍工程大學理學院，湖北武漢430033)

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二極管鉗位型級聯多電平逆變器新型SPWM研究

林城美1，汪光森1，王公寶2，李衛超1，崔小鵬1
(1.海軍工程大學艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室，湖北武漢430033; 2.海軍工程大學理學院，湖北武漢430033)

摘要:針對目前級聯型多電平逆變器正弦脈沖寬度調制(sinusoidal pulse width modulation，SPWM)數字化實現問題，分析常規載波調制SPWM算法的工作原理，提出了一種基于脈沖編碼與輪換的多電平SPWM調制策略。通過對正弦調制波的提取變換，進行單載波“量化”調制，并采用脈沖編碼與輪換控制技術，對“量化”后的信號進行脈沖編碼和脈沖輪換，均衡各逆變單元的輸出電壓與輸出功率，以及單元內部電容電壓。仿真結果表明，與同相層疊載波SPWM調制策略相比，該調制具有更好的控制效果和更小的計算量;另外，控制算法的消耗資源對比分析表明，所提的控制算法較常規的SPWM算法更節省硬件資源。

關鍵詞:二極管鉗位型逆變器;級聯多電平逆變器;脈沖編碼;脈沖輪換;電容電壓

汪光森(1969—)，男，教授，博士生導師，研究方向為電力電子與電氣傳動;

王公寶(1962—)，男，教授，博士生導師，研究方向為應用數學、小波分析、神經網絡及其在電力系統中的應用;

李衛超(1982—)，男，博士，副研究員，研究方向為超大容量脈沖功率電能變換技術及直線電機控制;

崔小鵬(1985—)，男，博士，講師，研究方向為電力系統集成。

0　引言

隨著電力電子技術的發展，多電平變換技術已經在大容量電力電子設備如高壓直流輸電［1］、有源濾波器［2］、中高壓變頻器［3］及無功發生器［4］等取得了廣泛應用。H橋級聯多電平逆變器是目前較為常見的多電平逆變器，與兩電平H橋結構相比，二極管鉗位型H橋級聯逆變器具有器件電壓應力小、輸出功率大、系統電磁干擾低等優點［5］，在高壓大容量逆變器中具有廣泛的應用前景。

目前常見的多電平PWM調制策略有載波SPWM［6－9］和空間矢量PWM(space vector pulse width modulation，SVPWM)［10－14］。SVPWM具有電壓利用率高、易于實現數字化控制等優點，但是由于計算過程需要進行復雜的乘除運算，這對控制系統的實時性產生不可忽視的影響，對控制器的性能要求較高［15］。載波SPWM具有開關負荷均衡、諧波特性好等優點，在較低的開關頻率下可實現較高等效開關頻率的輸出［16］，但是也面臨一些問題，其中較為明顯的問題是數字化實現。

隨著級聯型多電平逆變器電平的增加，對PWM發生器數量的要求也更為龐大。文獻［17］基于FPGA擴展實現多路PWM發生器，但是數量龐大的PWM發生器占用了大量的硬件資源。文獻［18］將單極性SPWM引入到載波相移SPWM中，能夠在不改變系統性能的情況下省去一半的PWM發生器，雖然改善和優化了載波相移SPWM的數字化實現問題，但是仍然消耗了較多的硬件資源。文獻［19］基于單載波調制，大大降低了數字化實現的復雜度，并通過脈沖編碼與脈沖旋轉技術，實現級聯逆變器中各功率模塊單元電壓與功率的平衡，達到電容電壓的平衡。但是文獻［19］進行脈沖編碼時，各個功率單元脈沖編碼規則不一，通用性不高;另外，該編碼規則受限于文中所提的拓撲結構，難以對所提出的編碼算法進行剪裁或擴展應用。

本文針對載波SPWM的特點，進一步優化脈沖編碼與輪換方式，提出了一種簡明的脈沖編碼與輪換的SPWM調制策略，基于該調制策略開展了相關理論分析和仿真驗證。

1　常規載波SPWM算法

1.1二極管鉗位型級聯單相逆變器

圖1(a)為二極管鉗位型級聯單相逆變器系統，由兩個逆變單元級聯構成。圖1(b)為逆變單元的拓撲結構，每個逆變單元由兩個三電平橋臂組成，每個橋臂由兩個鉗位二極管(如D1～D2)和四個開關器件(如Sa1～Sa4)組成。每個逆變單元均有5種電平狀態，則該單相逆變器系統可輸出9種電平電壓，如0、±E、±2E、±3E和±4E。

圖1　二極管鉗位型級聯單相逆變器Fig.1 Diode-clamped cascaded single inverter

1.2基于載波調制的SPWM算法

載波調制的SPWM的核心思想是使用正弦波與三角載波的幅值進行比較去開通或關斷相應的開關器件。以同相層疊載波調制的SPWM算法為例，如圖2所示。

圖2　同相層疊SPWM調制波形Fig.2 Phase disposition carrier PWM

通過正弦調制波與三角波載波進行比較，可以得到各個開關器件的脈沖波形，如圖3所示。其中，Sa1-A表示A逆變單元Sa1開關器件的狀態，其他以此類推。另外，同一橋臂開關器件Sx1-Y與Sx3-Y、Sx2-Y與Sx4-Y狀態互補開關，x=a，b，Y=A，B。因此生成了16路開關信號，實現九電平輸出電壓的調制。

圖3　各開關器件PWM信號Fig.3 PWM waveform of each sw itching devive

2　基于脈沖編碼與輪換的SPWM算法

2.1開關矢量定義

采用一位二進制數變量描述單個開關器件的通斷狀態，定義為:

其中，x=a，b。在不考慮死區的情況下，單個橋臂的輸出電壓可表示為

則每個逆變單元的輸出電壓為

由此可得每個逆變單元的開關狀態、輸出電壓與所用電容之間的關系，如表1所示。

表1　開關狀態、輸出電壓與所用電容的對應關系Table 1 Switching states，output voltage and capacitors used

2.2脈沖編碼

如圖4所示，采用單三角波載波調制方式，提取正弦調制波在各個電平區間的信號波形，將這些信號壓縮到同一三角波載波信號內，生成新的調制波信號與單一載波進行比較，實現多電平輸出電壓的調制。

圖4　單載波SPWM調制波形Fig.4 Single carrier SPWM

所謂編碼就是將量化后的信號編碼形成一個二進制碼組輸出。因此，在進行編碼前，需要對單載波SPWM調制波形進行“量化”處理。以圖4的調制波形為例，為了產生級聯逆變器各個單元的PWM脈沖序列，使逆變器輸出期望電壓，定義k0～k5為量化后的二進制變量。k0為載波調制得到的脈沖序列，二進制變量k1～k4可表達為:

k5為逆變單元使用電容數量標志，當k5為0時，逆變單元單個電容使能;k5為1時，逆變單元兩個電容同時使能。根據圖4，可以得到k0～k4在單個調制周期內的波形，如圖5所示。

圖5　二進制變量信號Fig.5 Binary variable signal

對于脈沖寬度調制而言，二進制碼組的作用是作為逆變單元開關狀態的控制信號，控制逆變單元的輸出電壓及所用電容。因此，為了便于識別和計算，定義二進制碼組與所用電容、輸出電壓之間的關系如表2所示。

表2　二進制碼組與所用電容、輸出電壓的關系Table 2 Relation between binary code block，output voltage and capacitors used

如表2所示，Q1～Q3為二進制碼組元素。當Q1為1時，所用電容為C1，否則，不使用;當Q2為1時，所用電容為C2，否則，不使用;而Q3為輸出電壓的極性值。

采用二進制變量k0～k5作為輸入，以Q1～Q3為二進制碼組元素作為控制輸出，則存在64個狀態控制6個控制信號。每個逆變單元使用相同的串聯電容使用規則，各個逆變單元產生相同的電容電壓均衡效果。為了得到各個單元的控制輸出信號，需要進行脈沖編碼。因此，通過均衡各個電容在各個電平之間的使用，初步平衡電容電壓，則可得到控制輸出信號與二進制變量的邏輯關系為

式中，Y=A，B，表示A或B逆變單元。

2.3脈沖輪換

為了進一步均衡逆變單元輸出電壓和輸出功率，并實現逆變單元內部電容電壓的平衡，采用脈沖輪換的方式進行調制。

以載波調制得到的脈沖序列k0的上升沿時刻作為脈沖輪換時刻，進行脈沖輪換，包括逆變單元之間的使用輪換和同一逆變單元內電容的使用輪換，從而實現逆變單元之間的輸出均衡，以及單元內部電容電壓的均衡。

圖6給出了4種電平的脈沖輪換控制情況。以圖6(a)為例，在k0的上升沿時刻，兩個逆變單元輪換工作。在第一個控制過程，k0為高電平時，A逆變單元C1工作，B逆變單元不工作，輸出1電平電壓;當k0為低電平時，A、B逆變單元均不工作，輸出電壓為0。在第二個控制過程，主要為B逆變單元C1工作，A逆變單元不工作，過程與第一個控制過程類似。以此類推，通過脈沖輪換，各個逆變單元循環工作，實現各個逆變單元輸出功率的均衡。

圖6　脈沖輪換控制原理Fig.6 Pulse rotation control principle

每隔兩個脈沖，A逆變單元進行工作供電，按照公式(7)，此時仍是A逆變單元的C1工作，電容C2不工作。如此循環下去，將會導致逆變單元內部電容電壓不平衡。因此，每隔2個脈沖，對逆變單元控制信號Q2和Q3進行互換，使逆變單元內部電容輪換供電，實現電容電壓的均衡控制。

3　仿真驗證

為了驗證基于脈沖編碼與輪換控制技術的SPWM調制策略，搭建了Matlab仿真模型進行仿真驗證，模型的關鍵參數如表3所示。在Matlab仿真模型中，NPC型級聯單相逆變器模型采用Simulink/ SimPowerSystems中模塊進行建模，控制器模型基于FPGA進行設計，采用Xilinx Blockset中的模塊進行構建。控制算法分別采用常規SPWM策略(載波同相層疊法)與所提的SPWM策略作為調制策略，進行對比分析。

表3　仿真模型中的關鍵參數Tab le 3 Key parameters in simulation m odel

圖7和圖8分別為調制比為0.2時，基于載波同相層疊SPWM調制策略和基于脈沖編碼與輪換的SPWM調制策略的仿真結果;圖9和圖10分別為調制比為0.9時，基于載波同相層疊SPWM調制策略和基于脈沖編碼與輪換的SPWM調制策略的仿真結果。

圖7　m=0.2載波同相層疊SPWM的仿真結果Fig.7　Control effect of phase disposition carrier PWM strategy(m=0.2)

圖8　m=0.2基于脈沖編碼與輪換SPWM的仿真結果Fig.8　Control effect of phase disposition carrier PWM strategy(m=0.2)

圖9　m=0.9基于脈沖編碼與輪換SPWM的仿真結果Fig.9 Control effect of novel SPWM strategy(m=0.9)

圖10　m=0.9基于脈沖編碼與輪換SPWM的仿真結果Fig.10 Control effect of novel SPWM strategy(m=0.9)

通過對比仿真結果，可以得到:基于載波同相層疊SPWM調制，逆變單元內部電容每半周期交替供電，有利于平衡電容電壓，但是電容電壓的平衡效果并不理想，尤其是高調制時，其波動較大;而基于脈沖編碼與輪換的SPWM控制策略具有較好的控制效果，可以很好地解決電容電壓的不平衡問題。但是由于負載為阻感性負載，負載電流加大時，主回路能量交互較為明顯，母線電壓波動范圍略有加大。

表4　控制算法消耗資源對比Table 4 Hardware resource consumption

表4給出了常規SPWM控制策略與所提的SPWM控制策略所消耗的硬件資源。如表4所示，所提的SPWM控制策略更節約資源，有利于降低了控制系統對硬件資源的要求。

4　結論

本文以二極管鉗位型級聯多電平逆變器為研究對象，提出了一種新型的脈沖編碼與輪換的SPWM調制策略。通過對正弦調制波的提取變換，進行單載波調制，簡化了常規載波調制，使得SPWM計算量大大降低。同時，利用單載波調制“量化”后的信號進行脈沖編碼與脈沖輪換，有效地控制逆變單元內部電容電壓，以及保證逆變單元輸出電壓與輸出功率的均衡。與常規SPWM調制策略相比，該調制策略具有運算量小、硬件資源消耗少、控制效果好等優勢，具有較好的應用前景，如三電平級聯型的多相、MMC等系統。

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(編輯:賈志超)

Novel SPWM for diode-clamped cascaded multilevel inverter

LIN Cheng-mei1，WANG Guang-sen1，WANG Gong-bao2，LIWei-chao1，CUIXiao-peng1
(1.National Key Laboratory for Vessel Integrated Power System Technology，Naval University of Engineering，Wuhan 430033，China;2.School of Science，Naval University of Engineering，Wuhan 430033，China)

Abstract:A novel sinusoidal pulse width modulation(SPWM)strategy was presented for diode-clamped cascaded multilevel inverter，based pulse encoding and rotation，which decreases controller’s computational load and takes up much more memory space.The strategy converted the multi-carrier modulation into single carrier modulation by compression transformation sinuouswave form，which extracted in different levels.Based on pulse recoding and rotation control technology，the control strategy balances each inverter unit output voltage and power，and each capacitance voltage of inverter unit.Compared with phase disposition carrier PWM，the simulation results were given in order to illustrate the efficiency of the proposed multi-level SPWM to achieve high-performance control of cascadedmultilevel inverter，which is suitable for low resources system with lower calculation，lower hardware resource consumption.

Keywords:diode-clamped inverter;cascadedmultilevel inverter;pulse encoding;pulse rotation;capacitor voltage

通訊作者:林城美

作者簡介:林城美(1986—)，男，博士研究生，研究方向為電力電子與電氣傳動;

基金項目:國家自然科學基金(51477179，51507184)

收稿日期:2015－03－25

中圖分類號:TM 46

文獻標志碼:A

文章編號:1007－449X(2016)02－0008－06

DOI:10.15938/j.emc.2016.02.002