基于匝數變化的平面脈沖變壓器設計

吳臨玉，王衛國

（蘭州空間技術物理研究所甘肅蘭州730000）

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基于匝數變化的平面脈沖變壓器設計

吳臨玉，王衛國

（蘭州空間技術物理研究所甘肅蘭州730000）

摘要：針對脈沖變壓器存在的漏感和分布電容等寄生參數產生波形畸變的問題，本文給出了一種基于匝數變化的平面脈沖變壓器設計方法。該方法首先分析脈沖變壓器各工作階段的等效電路，然后選取TDK公司性能較好的PC95平面磁芯，繞制平面脈沖變壓器來取代用環形磁芯繞制的傳統脈沖變壓器。為了測試電路中寄生參數對電壓脈沖波形畸變的影響，利用不同的繞組形式，分析匝數等比情況下初次級不同匝數同步變化下的波形，最后對測試得到的匝數和電壓值用最小二乘法擬合，用擬合曲線觀察變化趨勢，進而選擇合適的匝數。實驗結果表明通過使用平面磁芯的脈沖變壓器，能夠在合適的匝數下有效減小波形畸變。

關鍵詞：脈沖變壓器；平面磁芯；波形畸變；最小二乘

脈沖變壓器目的是為了獲得較大的勵磁電感、減小磁路中的功率損耗［1］，能以最小的損耗和相位失真傳輸具有寬頻帶的脈沖能量。所以對脈沖變壓器的要求是在傳送電壓脈沖時，應盡量減少脈沖波形的畸變。但在實際中，由于變壓器寄生參數的影響，使本來的矩形脈沖經傳輸后產生畸變，脈沖前沿變斜，產生頂降，并且產生震蕩。

傳統的繞線式變壓器通常由磁芯和帶骨架的銅線圈構成，匝數較多、體積大而且容易產生電磁干擾。平面變壓器的結構與傳統變壓器不一樣，它沒有漆包線繞組，而是將扁平的連續銅質螺旋線腐蝕刻在敷銅薄膜材料（大多是PCB基材）上［2］，然后疊放在磁芯上，這可省去繞組骨架，有利于散熱、減小漏、削弱趨膚效應。平面變壓器的結構決定了它具有低的漏感和分布電容［3］，即更小的寄生參數。

針對繞線式變壓器體積大、匝數多、易產生電磁干擾，脈沖變壓器存在漏感、分布電容等寄生參數產生波形畸變的問題，所以文中采用平面變壓器取代用環形磁芯繞制的繞線式變壓器，給出了一種基于匝數變化的平面脈沖變壓器設計方法。通過采用TDK公司的PC95磁芯繞制的平面變壓器取代環形磁芯繞制的變壓器，測試在匝數等比情況下選取不同匝數對脈沖波形畸變的影響，最后利用最小二乘法驗證測試結果。通過實驗和最小二乘法相結合的方法選擇合適的匝數，有效減小了波形畸變。

1　平面磁芯的選取

采用平面脈沖變壓器代替傳統的繞線式變壓器時，平面磁芯的選取尤為重要。所選取的磁芯一般應滿足下列要求：

1）具有高的脈沖磁導率μp，能用較小的鐵芯尺寸獲得較大的勵磁電感［4］；

2）具有較高的飽和磁通密度Bs和較低的剩余磁通密度Br；

3）在高頻下具有較低的損耗；

4）較高的居里溫度。

另外，由于在進行平面脈沖變壓器的結構設計時，采用嵌入式PCB繞組，允許的匝數較少，這要求所選取的磁芯有較低的磁芯損耗并且有較高的初始磁導率。TDK公司的PC95平面磁芯能滿足這兩點要求，并且有較高的飽和磁通Bs、較低的損耗、穩定性好，所以選用PC95磁芯做為實驗的平面磁芯。下面是不同磁芯的材料參數，如表1所示，其中符號“-”代表無此參數。

2　脈沖變壓器工作原理

對脈沖變壓器的要求是在傳送脈沖時，脈沖波形應該沒有畸變。但在實際上，由于變壓器寄生參數的影響，使電壓脈沖波形發生畸變［5］。脈沖波形失真主要有以下幾個方面：

表1　磁芯材料參數表

1）上升沿和下降沿傾斜，即存在上升時間和下降時間。

2）上升過程的結束時刻，有上沖，甚至出現震蕩現象。

3）下降過程的結束時刻，有下沖，也可能出現震蕩形象。

4）平頂部分是逐漸降落的。

這些失真反映了實際脈沖變壓器和理想變壓器脈沖波形的差別，原因在于實際的變器存在寄生參數。寄生參數造成的脈沖波形失真主要包括以下幾個方面［6］：

1）脈沖前沿

脈沖前沿包括脈沖上升時間和過沖兩部分。因為脈沖變壓器存在漏感和繞組及結構組件間的分布電容，這些寄生參數的存在，使前沿很陡的脈沖電壓加到變壓器上時，以及脈沖結束后，在變壓器電路中產生復雜的振蕩過程。這些振蕩嚴重影響脈沖變壓器的工作，使要變換的脈沖波形發生畸變。

2）脈沖后沿

下降過程的末了時刻，有下沖，也可能出現振蕩。脈沖電壓結束以后，變壓器電路中產生了復雜的振蕩過程。當電路中存在非線性元件時，這個過程會更劇烈［7］。當脈沖結束時，電抗性元件中已經儲存了一定的電能和磁能。因此，要發生復雜的振蕩過程，并產生很大的下沖。

3）脈沖頂降

平頂降落主要由繞組電感和初級電路電阻確定，寄生參數對平頂降落實際上沒有影響。

脈沖頂降的主要原因是脈沖變壓器勵磁電流的增長，即由于并聯的勵磁電流分流而引起輸出脈沖的頂部降落［8］。為減小頂壓降，要盡量增大初級勵磁電感量Lm，這就要求磁芯材料具有較高的脈沖磁導率μp。脈沖頂峰是脈沖的最大幅度，即尖峰電壓，頂部可能會出現振蕩現象，應盡量減小脈沖變壓器的漏感和分布電容，為此需要使初級匝數盡可能的少。

因此，通過上面的分析，文中就針對脈沖變壓器存在漏感和分布電容等寄生參數產生波形畸變失真的問題，利用不同的繞組形式，通過對匝數等比情況下的初次級匝數同步變化，產生的波形來分析降低波形畸變的合適匝數。

3　實驗結果及分析

設計一個用平面變壓器代替傳統環形變壓器的半橋電路。電路的主要參數是：f=207 kHz，Ui=100 V，Ii=0.1 A，Uo=2 V，Io=4 A。用TDK公司的PC95型磁芯作為脈沖變壓器的平面磁芯，分別繞成匝數為7、10、15、20的平面變壓器。在匝數等比的方式下，繞線方式用初、次級并繞。首先用線繞式平面變壓器做實驗，其試驗結果可為多層印制板平面變壓器的設計做前期的準備與參考。

PC95型磁芯的主要參數是：有效截面積Ae=14.7 mm2；有效磁路長度Le=20.7mm；磁芯有效體積Ve=304mm3；磁芯重量Me=1.5g

飽和磁通密度Bsat=4 700 Gs（25℃）

磁通密度的最大值Bmax通常是飽和磁通密度Bsat的一半，考慮工作周期內剩磁的影響，所以取最大磁通密度Bmax為2 000 Gs（25℃）。

初級的匝數計算公式為：

式（1）中：

Vjn—驅動變壓器初級電壓的最小值，單位是V；

Dmax—最大占空比，半橋電路的最大占空取0.45；

Ae—磁芯橫截面的面積，單位是cm2；

Bmax—磁芯磁通的最大變化量，單位是高斯；

f—頻率，單位是Hz。代入數據可得：

在匝數等比情況下，初次級取不同的匝數時，測得的初、次級波形如下所示：

1）初、次級匝數是7、7匝時的波形分別如圖1所示。

2）初、次級匝數是10、10匝時的波形分別如圖2所示。

圖1　初、次級匝數是7、7匝的波形圖

圖2　初、次級匝數是10、10匝的波形圖

3）初、次級匝數是15、15匝時的波形分別如圖3所示。

4）初、次級匝數是20、20匝時的波形分別如圖4所示。

圖3　初、次級匝數是15、15匝的波形圖

圖4　初、次級匝數是20、20匝的波形圖

波形分析：

1）通過實驗測出的波形畸變包括前后沿加寬，前沿頂部出現上沖，脈沖平頂降落以及產生反峰，與理論分析的結果相似。

①脈沖變壓器繞組間存在漏感，繞組之間、繞組和磁芯間存在分布電容。寄生參數的存在，使前沿很陡的脈沖電壓加到變壓器上時，在電路中產生復雜的震蕩過程。當匝數越少時，寄生參數越大，畸變越嚴重。

②脈沖電壓結束后，漏感和分布電容中存儲的能量越少，則震蕩的幅值越小，波形失真就越小，匝數是10、15匝時，震蕩幅值減小。

2）理論計算出的匝數與實際測量的相差較大。公式計算得出的最小匝數是7.4匝，實驗測試得到的滿足要求的最小匝數為10匝。原因有以下兩點：

①磁芯生產過程中參數的不一致性使磁芯的電感量降低，導致實際中需要更多的匝數得到電路所需要的電感量。

②在變壓器實際工作過程中的磁芯損耗和線圈損耗帶來溫升，溫升對鐵氧體的工作有影響。當溫度升高時，會使磁通密度下降，即計算公式中分母上的Bmax值減小，結果使實際的匝數比計算出來的大一些。

3）從上面結果中可以看出使用平面磁芯后得到使波形畸變較小的最小匝數，下面用最小二乘法對兩組測試數據擬合，得到不同次數的擬合曲線來驗證測試所得最小匝數。表2和表3中的n代表變壓器初級的匝數，U代表變壓器初級的直流電壓。

表1　第一組測試數據

表3　第二組測試數據

擬合曲線如圖5所示。

圖5　第一組測試數據下不同次數的擬合曲線

擬合曲線如圖6所示。

分析擬合曲線，初、次級的最小匝數在10～15匝的范圍內。結合測試波形，匝數為15匝時的波形比匝數為10匝的波形失真較小，但從印制板PCB平面變壓器的工藝實現以及對電路性能影響角度出發，初、次級匝數越少越好，所以可選擇10匝。

4　結論

1）正確選擇變壓器磁芯和繞制方式，能減少驅動信號傳輸失真。要以實驗波形為依據，反復實驗才能得到最優驅動變壓器。

圖6　第二組測試數據下不同次數的擬合曲線

2）從理論計算公式得到的最小匝數，但沒有經過實驗的驗證。應以計算的最小匝數為基礎，通過測試不同匝數下的波形，得到滿足波形畸變較小的匝數。

3）由測試得到的不同匝數下的驅動波形電壓值，用最小二乘法得到擬合曲線驗證測試結果。從擬合曲線上可以直觀地看到變化趨勢和最小匝數范圍。

綜上所述，在實際設計中為使驅動信號的波形失真較小，驅動電壓脈沖的前沿、后沿具有合適的陡度和頂降，使用平面磁芯的脈沖變壓器利用最小二乘擬合與實驗相結合的方法，選擇合適的匝數，可以有效的減小波形失真，這也可為PCB印制變壓器的設計提供參考。

參考文獻：

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［8］王瑞華.脈沖變壓器的設計［M］.2版.北京：科學出版社，1996.

Based on changlng the number of turns deslgn of Planar Pulse transformer

WU Ljn-yu，WANG Wej-guo
（Lanzhou Institute of Physics，China Academy of Space Technology，Lanzhou 730000，China）

Abstract:For drjvjng pu1se transformer，1eakage jnductance，djstrjbuted capacjtance and other parasjtjc parameters produce waveform djstortjon. Thjs paper proposes a desjgn method of p1ane pu1se transformer based on changjng the number of turns. Fjrst1y，ana1yzjng pu1se transformer's equjva1ent cjrcujt of each workjng stage，then se1ectjng good performance p1anar magnetjc core PC95 of TDK company，wjndjng the pu1se transformer wjth p1anar magnetjc core to rep1ace tradjtjona1 pu1se transformer wjth torojd core. To test the affectjon of parasjtjc parameters of the cjrcujt on the pu1se vo1tage waveform djstortjon，choosjng djfferent number of turns for the prjmary and secondary sjde，testjng waveforms at djfferent turns condjtjons，fjna11y，the number of turns and the vo1tage va1ue was fjtted by the 1east squares method. Trends observed wjth the fjtted curve and then se1ect the approprjate number of turns. Experjmenta1 resu1ts show that usjng p1anar magnetjc core for pu1se transformer can effectjve1y reduce the waveform djstortjon wjth proper turns.

Key words:pu1se transformer；p1anar magnetjc core；waveform djstortjon；1east square method

中圖分類號：TN782

文獻標識碼：A

文章編號：1674-6236（2016）07-0120-05

收稿日期：2015-05-21稿件編號：201505194

作者簡介：吳臨玉（1989—），女，甘肅臨洮人，碩士研究生。研究方向：空間電子技術。