高選擇性陷波超寬帶天線設計

李 桐1，2，曹祥玉1，高 軍1，翟會清2，梁昌洪2

（1.空軍工程大學信息與導航學院，陜西西安 710077；2.西安電子科技大學天線與微波技術重點實驗室，陜西西安 710071）

高選擇性陷波超寬帶天線設計

李 桐1，2，曹祥玉1，高 軍1，翟會清2，梁昌洪2

（1.空軍工程大學信息與導航學院，陜西西安 710077；
2.西安電子科技大學天線與微波技術重點實驗室，陜西西安 710071）

研究了交指電容環和其對偶結構即互補交指電容環的諧振特性.與一般的諧振結構相比，交指電容環具有較大的等效電容，而互補交指電容環具有較大的等效電感，因此，這兩種諧振環能夠產生更低的諧振頻率和更窄的諧振帶寬.將這兩種諧振環用于陷波設計，提出了一款具有四陷波特性的小型化超寬帶天線.測試結果表明，該天線工作帶寬覆蓋范圍為3～11 GHz（電壓駐波比小于2），在3.5、5.2、5.8和7.5 GHz處形成了4個尖銳的陷波，避免濾除有用頻段造成頻譜的浪費.此外，交指電容環與互補交指電容環的加載并不影響工作頻段內天線的性能.

小型化天線；超寬帶；尖銳陷波；交指電容環

2002年2月，美國聯邦通信委員會批準了超寬帶（Ultra-WideBand，UWB）技術可用于民用通信領域，并規定商用超寬帶通信系統使用的頻段為3.1～10.6 GHz，自此引發了超寬帶通信技術的研究熱潮.作為超寬帶系統的關鍵部件，超寬帶天線成為學術界研究的熱點［1-11］.然而，超寬帶天線的設計仍然面臨許多挑戰.首先，為適應無線終端小體積和低剖面的發展趨勢，超寬帶天線應該具有小巧的體積.然而尺寸的減小必然會犧牲天線其余的性能.文獻［1］通過在平面偶極子的雙臂上刻蝕橢圓形縫隙，實現了94.4%的阻抗帶寬，然而該天線尺寸較大（106 mm×85 mm）.雖然文獻［2］提出的超寬帶天線具有11.0 mm×20.5 mm的相當小的體積，但其阻抗帶寬只覆蓋了3.1～5.0 GHz頻段.如何在滿足帶寬要求的前提下盡量縮小體積，成為超寬帶天線設計的一大難點.除此之外，超寬帶頻段覆蓋了許多窄帶通信標準，比如IEEE 802.16全球微波接入（WiMAX，3.3～3.7 GHz），IEEE 802.11a無線局域網（Wireless Local Area Networks，WLANs，5.15～5.35 GHz/5.725～5.825 GHz），以及X波段衛星通信系統（7.25～7.75 GHz）等.這些窄帶通信系統的存在，可能會引起嚴重的電磁干擾問題.因此，超寬帶天線需要具有陷波特性.

有關陷波設計的文獻已有很多，形成陷波的方法大致可分為在輻射貼片或地板上開槽［4-6］以及添加寄生單元［7-11］.然而，大多數已報道的超寬帶天線都是雙陷波設計，并不適合應用于復雜的電磁環境中.此外，這些陷波的頻帶相對較寬，會造成有用頻段的浪費.例如，需要濾除的低段和高段WLAN頻段帶寬分別為0.2 GHz和0.1 GHz，而大多數天線只設計一個很寬的陷波，濾除整個5.150～5.825 GHz頻段，這就浪費了中間5.350～5.725 GHz的有用頻段［4-8］.

筆者對交指電容環（Inter Digital Capacitance Loading Loop Resonator，IDCLLR）和它的對偶結構即互補交指電容環（Complimentary Inter Digital Capacitance Loading Loop Resonator，CIDCLLR）的諧振特性進行了分析，并將其應用于超寬帶天線的陷波設計中，提出了一款具有4個尖銳陷波的小型化超寬帶天線.通過在饋線附近加載兩個交指電容環，并在交指電容環的下方地板上刻蝕兩個互補交指電容環，可產生4個陷波.與一般的諧振結構相比，交指電容環具有較大的等效電容，而互補交指電容環具有較大的等效電感，因此，這兩種諧振環能夠產生更低的諧振頻率和更窄的諧振帶寬，進而形成更加尖銳的陷波，避免浪費有用的頻段.與文獻［9-11］中的級聯式陷波結構相比，文中的重疊式陷波結構占據了更小的空間，因此，天線可實現更小的體積.

1 諧振特性分析

交指電容環是一種電小諧振環，由金屬環及環開口處的交指加載結構組成，如圖1（a）所示.它可看做是改進型的開口諧振環（Split-Ring Resonator，SRR），具有與開口諧振環類似的LC諧振特性.當外加時變磁場的方向沿著環面軸線作用于諧振環時，交指電容環表現出很強的磁響應，并能在諧振頻率附近抑制信號傳播［12-13］.交指電容環的諧振頻率f0=（L0C0）-1/2/（2π），其中，L0和C0分別代表交指電容環的等效電感和電容.和傳統的開口諧振環相比，交指電容環所特有的交指結構使其具有更大的等效電容，進而具有更高的Q值，更低的諧振頻率和更窄的諧振帶寬［14-15］.因此，將交指電容環耦合到微帶線附近時，可產生一個尖銳的窄帶陷波.圖1（b）給出了交指電容環和開口諧振環加載微帶線的仿真回波損耗對比，兩種諧振環外形尺寸相同（WI=12 m m，LI=14 mm）.很明顯，交指電容環可實現更低的陷波頻率和更窄的陷波帶寬，換句話說，交指電容環能夠以更小的體積實現更尖銳的陷波.

從圖1（b）可以看出，單個交指電容環足以產生一個性能良好的陷波.因此，可通過級聯4個交指電容環的方法來實現4個陷波.然而，這種級聯式的陷波結構占據的空間會比較大.因此，設計了一種重疊式的陷波結構，上層是交指電容環，在下層引入其對偶結構即互補交指電容環，如圖1（c）所示.互補交指電容環具有與交指電容環對偶的諧振特性，因此，當它被刻蝕在微帶線下方時，可被軸向的時變電場所激勵，在諧振頻率處產生陷波［12］.圖1（d）給出了互補交指電容環和互補開口諧振環加載微帶線的仿真回波損耗對比，兩種諧振環外形尺寸相同（WC=12 mm，LC=14 mm）.可以看出，相比于互補開口諧振環，互補交指電容環所特有的交指結構使其具有更大的等效電感，因此，可實現更低的陷波頻率和更窄的陷波帶寬.由于結構的對偶性，互補交指電容環的諧振頻率與同尺寸的交指電容環幾乎相同，出現的微小差異是由有限的地板面積和介質基板的損耗所造成的.

為了對陷波結構的設計提供指導，在此對兩種諧振結構進行參數分析.從圖1（a）和1（c）中可以看出，交指電容環和互補交指電容環具有較多的尺寸參數，調節其中任意一個都可以改變陷波的性能.簡化起見，僅分析其中的3個重要參數:諧振環長度L、交指長度S以及耦合間距G.如圖2和圖3所示，陷波的頻率與L和S具有直接關系.當交指電容環的長度LI從6 mm減小到3 mm時，陷波頻率從4.32 GHz上升到6.18 GHz（圖2（a））；當

交指電容環的交指長度SI從2.7 mm減小到1.8 mm時，陷波頻率從4.20 GHz上升到5.26 GHz（圖2（b））.類似地，陷波頻率也隨著互補交指電容環的尺寸LC和SC的減小而上升，如圖3（a）和3（b）所示.圖2（c）和圖3（c）展示了變化耦合間距GI和GC對陷波的影響.顯然耦合間距對陷波頻率的影響很小，但對陷波帶寬的影響卻十分顯著.當諧振環與饋線的間距增加時，耦合逐漸減弱，因此陷波帶寬變窄，抑制效果變弱.

圖1　諧振單元結構和仿真回波損耗對比

圖2　改變交指電容環尺寸對陷波的影響

圖3　改變互補交指電容環尺寸對陷波的影響

2 具有四陷波特性的小型化超寬帶天線

基于經典的圓盤單極天線［16］，設計了一款小型化圓盤UWB天線，結構如圖4（a）所示.與經典圓盤天線不同，該小型化天線在矩形地板右側連接了一個倒L形枝節，該枝節延長了地板上的電流路徑，在其余尺寸不變的前提下可降低天線的下限工作頻率.換言之，在保持下限工作頻率不變的前提下，可縮小天線的體積，實現小型化.該天線尺寸僅為24 mm×28 mm.圖4（b）給出了尺寸相同的經典圓盤天線與文中小型化超寬帶天線的仿真電壓駐波比（Voltage Standing Wave Ratio，VSWR）曲線對比.可以看出，文中小型化超寬帶天線的下限工作頻率為3.01 GHz，遠遠低于同尺寸的經典圓盤天線3.7 GHz的下限工作頻率.另一方面，經典圓盤天線的尺寸需要增大到28 mm×34 mm、輻射單元半徑增大到9.5 mm時，才能產生3.01 GHz的下限工作頻率.

圖4　小型化圓盤UWB天線

表1　干擾頻段與陷波頻段比較

天線印制在介電常數為2.65、厚度為1 mm的介質基板上，仿真與測試的駐波比曲線吻合良好，如圖5 （b）所示.測試結果表明，該天線的工作帶寬覆蓋范圍為3～11 GHz，并在3.30～3.75 GHz、5.15～5.36 GHz、5.70～5.92 GHz和7.24～8.10 GHz這4個頻段產生了尖銳的陷波.表1對天線產生的陷波頻段和所需濾除的干擾頻段進行了比較，其中兩個頻點誤差值分別表示頻段的起始和終止頻率誤差.很明顯，頻點誤差全部小于5%，表明該天線可有效濾除干擾信號，并不浪費有用頻段.

為解釋陷波產生的原理，對3.5 GHz、5.2 GHz、5.8 GHz和7.5 GHz處的表面電流分布進行了仿真，如圖6（a）～（d）所示.可以看出，每個諧振環對應于一個陷波頻段的產生.在3.5 GHz處，電流主要分布在尺寸較大的CIDCLLR1處（圖6（a）），意味著該諧振環此時存儲了大部分能量，能量無法輻射出去，也就形成了3.5 GHz處的陷波.其余3個頻點處的情況可以類似地進行分析.

圖5　小型化四陷波UWB天線

圖6 表面電流分布圖

圖7（a）～（b）給出了天線在3 GHz、6 GHz和8 GHz處的測試方向圖.方向圖在x Oz面（H面）近似全向，在y Oz面（E面）與單極子類似.圖7（c）給出了原始超寬帶天線（沒有陷波結構）與四陷波超寬帶天線的最大增益對比.可以看出，在工作頻段內，四陷波超寬帶天線的增益曲線與原始超寬帶天線類似，都比較平緩，而在4個陷波頻段內，增益顯著下降.這進一步證實了該天線可有效濾除干擾頻段而不影響工作頻段的性能.

圖7　測試遠場特性

3 結束語

分析了交指電容環和互補交指電容環的諧振特性，并將其應用于超寬帶天線的陷波設計中，提出了一款具有4個尖銳陷波的小型化超寬帶天線.測試結果表明，該天線能有效濾除Wi MAX、WLAN以及下行X波段的干擾，而且不會浪費有用的頻段.而且，交指電容環和互補交指電容環的存在并不影響超寬帶天線在工作頻段內的性能.因此，該天線很適合應用于超寬帶系統中.

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（編輯:齊淑娟）

Design of highly selective band-notched ultra-wideband antenna

LI Tong1，2，CAO Xiangyu1，GAO Jun1，ZHAI Huiqing2，LIANG Changhong2
（1.Information and Navigation College，Air Force Engineering Univ.of CPLA，Xi’an 710077，China；2.Science and Technology on Antenna and Microwave Lab.，Xidian Univ.，Xi’an 710071，China）

The resonant properties of the interdigital capacitance loading loop resonator（IDCLLR）and its dual counterpart complimentary interdigital capacitance loading loop resonator（CIDCLLR）are studied.Due to the high capacitance/inductance of the IDCLLR/CIDCLLR，the resonators can generate lower resonant frequencies and narrower resonant bandwidths than many other structures.A compact ultra-wideband （UWB）antenna with quadruple sharp band-notching characteristics is presented by utilizing IDCLLRs and CIDCLLRs.Measured results show that the proposed antenna has a wide bandwidth from 3 to 11 GHz （VSWR＜2），with four sharp notched bands centered on 3.5，5.2，5.8 and 7.5 GHz，respectively，avoiding the elimination of many useful frequencies.Moreover，the presence of IDCLLRs and CIDCLLRs scarcely affects the performance of the UWB antenna at its operating frequencies.

compact antenna；ultra-wideband（UWB）；sharp band-notched；interdigital capacitance loading loop resonator（IDCLLR）

TN822+.8

A

1001-2400（2016）01-0041-06

10.3969/j.issn.1001-2400.2016.01.008

2014-08-02 網絡出版時間：2015-04-14

國家自然科學基金資助項目（61271100，61471389，61101066）；陜西省自然科學基礎研究計劃資助項目（2014JM8316）；中央高校基本科研業務費專項資金資助項目（JB140232）

李 桐（1988-），女，講師，博士，E-mail:surgeonli4@163.com.

網絡出版地址：http://www.cnki.net/kcms/detail/61.1076.TN.20150414.2046.024.html