三相非隔離型Heric光伏逆變器漏電流抑制研究

張純江　賁　冰　李　建　郭小強(qiáng)

(燕山大學(xué)電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室　秦皇島　066004)

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三相非隔離型Heric光伏逆變器漏電流抑制研究

張純江賁冰李建郭小強(qiáng)

(燕山大學(xué)電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室秦皇島066004)

近年來，非隔離型光伏逆變器以其重量輕、體積小、效率高的特點(diǎn)得到了學(xué)術(shù)界與工業(yè)界的廣泛關(guān)注。其中漏電流是亟待解決的關(guān)鍵問題之一。在單相Heric電路基礎(chǔ)上，提出三相Heric拓?fù)浣鉀Q漏電流問題。分析了電路工作原理，建立了系統(tǒng)共模模型，探討了不同調(diào)制策略對(duì)系統(tǒng)共模電壓的影響，并提出基于布爾邏輯運(yùn)算的調(diào)制策略解決共模波動(dòng)問題，實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)共模電壓恒定，從而使漏電流得到有效抑制。利用Matlab對(duì)提出方案進(jìn)行了仿真研究，并在實(shí)驗(yàn)樣機(jī)上進(jìn)行了驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了提出方案的有效性。

非隔離型光伏逆變器三相Heric拓?fù)涔材ｋ妷郝╇娏?/p>

0　引言

并網(wǎng)逆變器在光伏系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用[1-4]。傳統(tǒng)光伏并網(wǎng)逆變器中帶有工頻或高頻變壓器，用于電壓調(diào)整和電氣隔離。然而，工頻變壓器存在體積大、成本高等缺點(diǎn)[5]。高頻變壓器雖然減小了體積和重量，但電路結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜，同時(shí)影響系統(tǒng)整機(jī)效率。因此，無變壓器非隔離型光伏系統(tǒng)成為當(dāng)前的研究熱點(diǎn)[6-9]。由于缺少變壓器電氣隔離，系統(tǒng)共模電壓作用在光伏電池與大地間形成的寄生電容上，產(chǎn)生漏電流[10]。漏電流會(huì)帶來電磁干擾、并網(wǎng)電流畸變及功率損耗增加等問題，還會(huì)危及設(shè)備與人員安全[11]。德國(guó)VDE-0126-1-1標(biāo)準(zhǔn)要求光伏逆變器必須滿足漏電流幅值小于300 mA，有效值小于30 mA。

針對(duì)非隔離型光伏逆變器漏電流問題，國(guó)內(nèi)外學(xué)術(shù)界和工業(yè)界開展了廣泛研究。典型的單相拓?fù)浒℉5[12]、Heric[13]、H6[14]等，此類電路在單相全橋拓?fù)浠A(chǔ)上增加開關(guān)[15,16]，以滿足系統(tǒng)輸出三電平波形，同時(shí)實(shí)現(xiàn)共模電壓恒定，從而達(dá)到抑制漏電流的目的。文獻(xiàn)[17]提出新型單相軟開關(guān)拓?fù)溆糜诜歉綦x型光伏系統(tǒng)，進(jìn)一步提高了系統(tǒng)效率。針對(duì)三相光伏系統(tǒng)，文獻(xiàn)[18]提出改進(jìn)的調(diào)制方法，對(duì)三相兩電平光伏逆變器漏電流抑制問題進(jìn)行了研究，由于共模電壓無法恒定，因此系統(tǒng)漏電流較高。為了實(shí)現(xiàn)共模電壓恒定，文獻(xiàn)[19]提出新空間矢量調(diào)制方法解決漏電流問題，但該方法直流電壓利用較低。文獻(xiàn)[20]研究了三相中點(diǎn)鉗位型拓?fù)渎╇娏饕种茊栴}，實(shí)現(xiàn)共模電壓恒定的同時(shí)，解決了三相兩電平拓?fù)渲绷麟妷豪寐瘦^低的問題，但該空間矢量調(diào)制方案需要扇區(qū)判斷、矢量作用時(shí)間計(jì)算和矢量序列分布等運(yùn)算[21]，實(shí)現(xiàn)較為復(fù)雜。適用于非隔離三相光伏系統(tǒng)漏電流抑制的新型拓?fù)浜驼{(diào)制策略有待進(jìn)一步研究。

本文在單相Heric拓?fù)浠A(chǔ)上，推導(dǎo)出三相Heric拓?fù)浣鉀Q三相系統(tǒng)漏電流問題。分析了三相Heric拓?fù)涔ぷ髟恚⒘讼到y(tǒng)共模模型，并提出基于布爾邏輯運(yùn)算的調(diào)制策略解決共模波動(dòng)問題，保證系統(tǒng)漏電流得到有效抑制。最后通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了提出方案的有效性。

1　三相Heric拓?fù)涔ぷ髟?/h2>

圖1為單相Heric拓?fù)湓恚趥鹘y(tǒng)單相全橋電路基礎(chǔ)上，交流側(cè)輸出端增加兩個(gè)開關(guān)，通過適當(dāng)控制實(shí)現(xiàn)漏電流有效抑制。將上述思想延伸到三相系統(tǒng)，可以推導(dǎo)出三相Heric拓?fù)洌鐖D2所示。

圖1　單相Heric拓?fù)銯ig.1　Single-phase Heric topology

圖2　三相Heric拓?fù)銯ig.2　Three-phase Heric topology

圖2中CPV為光伏板與大地之間的寄生電容，主要取決于光伏板構(gòu)造及其所處環(huán)境因素，一般取值為50～150 nF/kW。和傳統(tǒng)三相橋式拓?fù)洳煌郒eric拓?fù)渲写嬖赟a3與Sa4、Sb3與Sb4、Sc3與Sc4三個(gè)可控雙向通路，分別將A相輸出端、B相輸出端和C相輸出端通過開關(guān)與直流母線中點(diǎn)M相連，通過適當(dāng)控制可以獲得三電平輸出波形。

圖2中，定義三相Heric拓?fù)涓飨喙ぷ鳡顟B(tài)為2、1、0狀態(tài)，各相輸出電壓UxN如式(1)所示，其中x=a，b，c。

(1)

三相Heric拓?fù)浜?jiǎn)化模型如圖3所示。

圖3　三相Heric拓?fù)浜?jiǎn)化模型Fig.3　Simplified diagram of three-phase Heric topology

其中三相系統(tǒng)共模電壓定義為

(2)

將圖3進(jìn)一步簡(jiǎn)化可得圖4共模模型。其中電網(wǎng)電壓為低頻分量，電網(wǎng)畸變時(shí)主要以低次諧波為主，對(duì)高頻漏電流的影響很小，為了便于分析，忽略電網(wǎng)電壓的影響。

圖4　三相Heric拓?fù)涔材ＤＰ虵ig.4　Model of three-phase Heric topology

由于寄生電容的存在，系統(tǒng)中構(gòu)成共模回路，且等效電感與寄生電容發(fā)生諧振，諧振頻率為

(3)

假設(shè)寄生電容兩端電壓UON與共模電壓UCM傳遞函數(shù)為

UON=G(s)UCM

(4)

式中

(5)

以L=5 mH，CPV=300 nF為例，G(s)伯德圖如圖5所示，可知G(s)截止頻率約為10.1 kHz。從圖中可看出，G(s)可近似為低通濾波器。若共模電壓UCM中含有高頻含量，經(jīng)過諧振電路作用，寄生電容兩端電壓UON中將包含10 kHz及以下分量。若共模電壓UCM保持恒定，則G(s)=1，寄生電容兩端電壓UON等于UCM， 保持恒定。

圖5　G(s)伯德圖Fig.5　Bode diagram of G(s)

由式(1)、式(2)可知，系統(tǒng)共模電壓UCM主要與開關(guān)狀態(tài)相關(guān)，而開關(guān)狀態(tài)主要取決于系統(tǒng)調(diào)制策略。下面分析不同調(diào)制策略對(duì)于系統(tǒng)共模電壓的影響。首先對(duì)三相Heric拓?fù)湔蜉d波層疊調(diào)制策略進(jìn)行分析。以A相為例，正向載波層疊調(diào)制如圖6所示。

圖6　正向?qū)盈B載波調(diào)制Fig.6　In-phase disposition (IPD) carrier modulation

在A相調(diào)制波ma正半周期，下載波始終小于ma，Sa2始終關(guān)斷；調(diào)制波上載波與ma比較，上載波小于ma時(shí)Sa1導(dǎo)通，Sa3、Sa4關(guān)斷；上載波大于調(diào)制波ma時(shí)Sa1關(guān)斷，Sa3、Sa4導(dǎo)通。A相調(diào)制波ma負(fù)半周期，上載波始終大于ma，Sa1始終關(guān)斷；調(diào)制波下載波與ma比較，當(dāng)下載波大于調(diào)制波ma時(shí)Sa2導(dǎo)通，Sa3、Sa4關(guān)斷；下載波小于ma時(shí)Sa2關(guān)斷，Sa3、Sa4導(dǎo)通。當(dāng)載波頻率較高時(shí)，在一個(gè)載波周期較短時(shí)間內(nèi)調(diào)制波近似保持不變。此時(shí)各相輸出電壓及共模電壓波形如圖7所示。可以看出，正向?qū)盈B載波調(diào)制策略下，系統(tǒng)共模電壓在Ud/3～5Ud/6之間呈高頻變化，峰峰值為2Ud/3。

圖7　IPD開關(guān)周期內(nèi)相電壓及對(duì)應(yīng)的共模電壓Fig.7　Phase voltage and common mode voltages with IPD

三相Heric拓?fù)浞聪驅(qū)盈B載波調(diào)制策略如圖8所示，對(duì)應(yīng)各相輸出電壓及共模電壓波形如圖9所示。可以看出，反向?qū)盈B載波調(diào)制策略下，系統(tǒng)共模電壓在Ud/3～2Ud/3之間呈高頻變化，峰峰值為Ud/3，波動(dòng)范圍減小。

圖8　反向?qū)盈B載波調(diào)制Fig.8　Opposite-phase disposition (OPD) carrier modulation

圖9　OPD開關(guān)周期內(nèi)相電壓及對(duì)應(yīng)的共模電壓Fig.9　Phase voltage and common mode voltages with OPD

由上述分析可知，三相Heric拓?fù)洳捎脗鹘y(tǒng)載波層疊調(diào)制時(shí)共模電壓高頻變化，引起寄生電容兩端電壓高頻變化，因此無法有效抑制漏電流。根據(jù)上文分析可知，漏電流有效抑制的前提是系統(tǒng)共模電壓恒定。下面探討如何采用適當(dāng)?shù)恼{(diào)制策略實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)恒定共模電壓。

根據(jù)圖2和式(1)可知，三相Heric拓?fù)溆?7種狀態(tài)，對(duì)應(yīng)的輸出電壓及共模電壓見表1。

表1　三相Heric拓?fù)湎到y(tǒng)共模電壓Tab.1　Common mode voltage of three-phase Heric topology

根據(jù)表1可知，通過合理選擇工作狀態(tài)可以保證系統(tǒng)共模電壓恒定，對(duì)應(yīng)的工作狀態(tài)見表2第11列，對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)見表2第2～10列，其中開關(guān)狀態(tài)定義見式(1)，例如工作狀態(tài)“210”對(duì)應(yīng)A相狀態(tài)“2”：Sa1開通“1”，Sa2、Sa3和Sa4關(guān)斷“0”。B相狀態(tài)“1”：Sb3和Sb4開通“1”，Sb1和Sb2關(guān)斷“0”。C相狀態(tài)“0”：Sc2開通“1”，Sc1、Sc3和Sc4關(guān)斷“0”。由表2可以看出，開關(guān)狀態(tài)具有一定邏輯關(guān)系，如第2行和第3行均為“1”狀態(tài)，而第4～9行分別為“2”狀態(tài)、“1”狀態(tài)、“0”狀態(tài)在三相間均勻分布，具有較規(guī)則的邏輯關(guān)系。因此，本文從邏輯分析角度入手實(shí)現(xiàn)表2中的開關(guān)狀態(tài)，提出基于布爾邏輯運(yùn)算的載波調(diào)制方案，布爾邏輯運(yùn)算如式(6)所示，載波調(diào)制方案如圖10所示。由圖10b和圖10c可知，系統(tǒng)輸出等效開關(guān)頻率增加1倍，功率器件開關(guān)頻率增加1倍，系統(tǒng)共模電壓維持恒定。

表2　開關(guān)邏輯狀態(tài)Tab.2　Switching logic states

(6)

圖10　提出的調(diào)制方案Fig.10　Proposed modulation scheme

根據(jù)圖10和式(6)，并結(jié)合表2對(duì)提出方案進(jìn)行分析。圖10中三相調(diào)制波和載波進(jìn)行比較后生成基本邏輯信號(hào)X、Y、Z，共計(jì)8種邏輯狀態(tài)，如表2第1列所示。基本邏輯信號(hào)X、Y、Z經(jīng)過式(6)布爾邏輯運(yùn)算后產(chǎn)生12路開關(guān)邏輯。

下面以表2第2行為例進(jìn)行分析。當(dāng)X=0，Y=0，Z=0時(shí)，經(jīng)過式(6)布爾邏輯運(yùn)算后得到12路開關(guān)邏輯，如式(7)所示，對(duì)應(yīng)表2第2行。

(7)

同理，當(dāng)X=0，Y=1，Z=1時(shí)，經(jīng)過式(6)布爾邏輯運(yùn)算后得到12路開關(guān)邏輯，如式(8)和表2最后1行所示。

(8)

2　仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證本文提出方案的可行性和有效性，利用Matlab/Simulink對(duì)提出方案進(jìn)行仿真研究。系統(tǒng)參數(shù)為：直流母線電壓700 V，直流母線電容470 μF，開關(guān)頻率10 kHz，輸出濾波電感5 mH，寄生電容300 nF，電網(wǎng)電壓380 V/50 Hz，并網(wǎng)功率5 kW，仿真結(jié)果如圖11～圖13所示。

圖11　仿真結(jié)果Fig.11　Simulation results

圖11為電網(wǎng)電壓無諧波情況下的仿真結(jié)果。其中圖11a為三相Heric拓?fù)湔蜉d波層疊調(diào)制情況下的仿真結(jié)果，寄生電容兩端電壓高頻波動(dòng)，漏電流幅值高達(dá)2 A。圖11b為反向載波層疊調(diào)制情況下的仿真結(jié)果，寄生電容兩端電壓波動(dòng)范圍減小，但存在高頻波動(dòng)，導(dǎo)致系統(tǒng)漏電流不滿足VDE標(biāo)準(zhǔn)要求。圖11c為提出調(diào)制策略情況下的仿真結(jié)果，寄生電容兩端電壓基本恒定，漏電流幅值低于300 mA，滿足VDE-0126-1-1標(biāo)準(zhǔn)要求。

為了進(jìn)一步驗(yàn)證電網(wǎng)諧波對(duì)系統(tǒng)漏電流的影響，按照IEEE Std 519-1992標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定允許的最大電壓諧波畸變率進(jìn)行了設(shè)置，其中總諧波畸變率THD為5%，五次諧波為4%，七次諧波為3%，仿真結(jié)果如圖12所示。

圖12　電網(wǎng)畸變情況下的仿真結(jié)果Fig.12　Simulation results under distorted grid voltage

圖12為電網(wǎng)電壓畸變情況下的仿真結(jié)果，對(duì)比圖11可以看出，系統(tǒng)高頻漏電流受電網(wǎng)畸變影響很小。

為了進(jìn)一步驗(yàn)證提出方案的有效性，搭建了三相Heric拓?fù)湎到y(tǒng)硬件平臺(tái)，控制電路由DSP(TI公司TMS320F28335)與FPGA(Xilinx公司Spartan3系列XC3S400)組成，其中圖10數(shù)字邏輯函數(shù)由FPGA實(shí)現(xiàn)。系統(tǒng)主電路參數(shù)為：直流母線電壓250 V，直流側(cè)電容470 μF，功率器件采用Infineon公司IKW40T120 IGBT，開關(guān)頻率10 kHz，交流側(cè)濾波電感5 mH，寄生電容300 nF。

圖13為不同調(diào)制策略情況下三相Heric拓?fù)漭敵鼍€電壓波形和輸出電流實(shí)驗(yàn)波形。由圖可以看出三種調(diào)制策略輸出線電壓均為五電平，雖然線電壓波形略有不同，但經(jīng)過輸出濾波器后，三相輸出電壓均為正弦波。

圖13　輸出電壓和電流實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.13　Experimental results of output voltage and current

圖14為不同調(diào)制策略情況下系統(tǒng)寄生電容電壓與漏電流實(shí)驗(yàn)波形。由圖14a可以看出，正向載波層疊調(diào)制時(shí)寄生電容兩端電壓高頻波動(dòng)幅度較大，漏電流有效值為1.16 A。圖14b中反向載波層疊調(diào)制時(shí)寄生電容兩端電壓高頻波動(dòng)，幅值有所減小，此時(shí)漏電流有效值為407 mA。如圖14c所示，本文提出的調(diào)制策略下寄生電容兩端電壓基本恒定，漏電流有效值小于30 mA，滿足VDE-0126-1-1標(biāo)準(zhǔn)，驗(yàn)證了方案的有效性。

圖14　寄生電容兩端電壓和漏電流實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.14　Experimental results of UON and leakage current

3　結(jié)論

本文在單相Heric拓?fù)浠A(chǔ)上，推導(dǎo)出三相Heric拓?fù)浣鉀Q三相非隔離型光伏系統(tǒng)漏電流問題，通過理論分析和實(shí)驗(yàn)研究得出以下結(jié)論：

1)與傳統(tǒng)三相兩電平橋式拓?fù)涮匦圆煌郒eric拓?fù)渚哂袉蜗郒eric拓?fù)涮攸c(diǎn)，輸出相電壓為三電平，而線電壓為五電平。

2)三相Heric拓?fù)洳捎脗鹘y(tǒng)調(diào)制方法時(shí)系統(tǒng)共模電壓無法恒定，造成寄生電容電壓高頻波動(dòng)，導(dǎo)致漏電流較大。

3)三相Heric拓?fù)洳捎帽疚奶岢龅幕诓紶栠壿嬤\(yùn)算調(diào)制策略時(shí)系統(tǒng)寄生電容電壓恒定，漏電流有效值小于30mA，滿足VDE-0126-1-1標(biāo)準(zhǔn)。此外，本文提出的方案結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)，具有一定的應(yīng)用前景。

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Leakage Current Suppression for Three-Phase Transformerless Heric Photovoltaic Inverter

Zhang ChunjiangBen BingLi JianGuo Xiaoqiang

(Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan UniversityQinhuangdao066004China)

In recent years，the transformerless photovoltaic inverter has attracted more and more attentions in academic and industry for its light weight，small size，and high efficiency.But its leakage current is one of the most important issues.A new three-phase HERIC topology is proposed based on the single-phase one in this paper to solve the problem.The operation principle and the common mode model is presented.The effect of the modulation strategies on the common mode voltage (CMV) is discussed.A new modulation scheme based on Boolean logic operation is proposed to solve the problems of common mode voltage fluctuation.Consequently，the leakage current is significantly reduced.The simulation of the proposed solution is carried out in Matlab，and the experimental tests are implemented on a down-scaled hardware prototype.The results verify the effectiveness of the proposed solution.

Transformerless PV inverter，three-phase Heric topology，common mode voltage，leakage current

2015-05-29改稿日期2015-09-29

TM46

張純江男，1961年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)榭稍偕茉捶植际桨l(fā)電及控制、逆變電源及并聯(lián)并網(wǎng)技術(shù)、微電網(wǎng)功率流控制及儲(chǔ)能等。

E-mail：zhangcj@ysu.edu.cn

郭小強(qiáng)男，1979年生，博士，副教授，IEEE Senior Member，研究方向?yàn)槎嚯娖阶儞Q器、光伏發(fā)電和微電網(wǎng)技術(shù)。

E-mail：gxq@ysu.edu.cn(通信作者)

國(guó)家自然科學(xué)基金(51477148)、中國(guó)博士后科學(xué)基金(2015T80230)和河北省自然科學(xué)基金 (E2015203283)資助項(xiàng)目。