交錯并聯雙向Buck/Boost集成LLC諧振型三端口直流變換器

孫孝峰　申彥峰　李午英　王寶誠

（燕山大學電力電子節能與傳動控制河北省重點實驗室　秦皇島　066004）

交錯并聯雙向Buck/Boost集成LLC諧振型三端口直流變換器

孫孝峰申彥峰李午英王寶誠

（燕山大學電力電子節能與傳動控制河北省重點實驗室秦皇島066004）

將交錯并聯雙向Buck/Boost電路與全橋LLC諧振電路通過共用全橋開關單元集成在一起，提出了一種新型的三端口直流變換器，實現了器件共享，降低了體積和成本。該三端口變換器包括兩個雙向端口和一個隔離的單向輸出端口，通過PWM+PFM的混合調制策略，可實現端口間功率流的靈活控制。與傳統的移相全橋集成型三端口直流變換器相比，提出的變換器輸入電流紋波小，可在寬電壓和功率范圍內實現一次側開關管的零電壓軟開關（ZVS）和二次側整流二極管的零電流軟開關（ZCS）關斷，開關損耗小，而且不存在占空比丟失、變壓器直流偏磁等問題。研究了該三端口變換器的工作原理、工作模式和端口功率傳輸模式，并對其增益、軟開關等特性進行了深入分析，最后搭建了一臺500W的實驗樣機，實驗結果驗證了變換器的實用性和理論分析的正確性。

三端口變換器雙向Buck/BoostLLCPWM+PFM混合調制軟開關

0　引言

可再生能源如太陽能、風能等受天氣、外界工作條件的影響較大，存在間歇性、隨機性等特點，其輸出的電能不穩定，且其輸出電壓變化范圍大。因此，為了向負載提供可靠連續的電能、改善系統的動態特性和穩態特性及提高能源的利用率，需要在可再生能源系統中加入儲能單元。為了同時連接可再生能源、儲能單元和負載，可以采用多端口變換器（Multi-Port Converter，MPC）來實現。與傳統的多個二端口變換器實現方式相比，MPC可以減少器件的數量、簡化系統的結構以及提高功率變換的效率，并且通過集中化控制易于獲得統一的能量管理，因而其在光伏、電動汽車、衛星和燃料電池等領域得到了廣泛的研究與應用。

國內外學者歸納總結了構成MPC的規則［1-3］，提出了許多變換器拓撲結構。多輸入變換器［4，5］可以接入多種發電單元，提高供電系統的穩定性。但是早期的 MPC無雙向端口，因此其無法應用在需要連接儲能裝置的系統中。非隔離型三端口變換器（Three-Port Converter，TPC）［6-8］沒有隔離變壓器、結構簡單以及功率密度和效率均較高，但是在需要隔離的應用場合應用受限。

為了實現輸出與輸入的隔離，同時能夠連接儲能裝置，隔離型TPC得到了廣泛的研究。文獻［9-12］將基本的半橋或全橋單元通過三繞組變壓器磁耦合的方式連接在一起，構成完全隔離型TPC。但是這類拓撲所用的開關器件數量多、集成度低且驅動控制復雜。

半隔離型TPC因其功率器件少、集成度高且控制簡單獲得了更為廣泛的研究與應用。通過分裂全橋變換器的兩個橋臂，各自連接一個電源，同時利用變壓器的勵磁電感作為濾波電感，文獻［13］提出了一種新型的全橋TPC拓撲。然而，由于變壓器同時需要充當儲能單元，存在較大的直流分量，所以限制了其功率等級。將有源鉗位正激變換器與半橋變換器集成在一起，文獻［14，15］提出了一種三模式半橋TPC，輸入端口可以接入儲能單元，同時開關器件較少。文獻［16］在此基礎上進行總結，提出了一組二次側調整式三端口半橋 DC-DC變換器，實現了與之相似的功能。同樣地，變壓器中存在較大的直流分量，特別是當蓄電池功率較大時。文獻［17］提出了兩種Boost集成移相全橋型TPC，文獻［18-21］對該拓撲或其衍生拓撲進行了深入研究。然而這類移相全橋集成型 TPC拓撲存在開關管軟開關范圍窄、整流二極管硬關斷和占空比利用率低（由于占空比丟失）等問題。

本文提出了一種交錯并聯雙向 Buck/Boost （Interleaved Bidirectional Buck/Boost，IBBB）集成LLC諧振型TPC，結構簡單、功率器件少；集成的兩個雙向Buck/Boost單元交錯并聯運行，輸入電流紋波顯著減小；集成了LLC諧振槽，在寬端口電壓和功率范圍內，該TPC一次側開關管均可實現零電壓軟開關（Zero Voltage Switch， ZVS）ZVS開通，二次側整流二極管均可實現零電流軟開關（Zero Current Switch， ZCS）關斷，開關損耗小；同時，其不存在占空比丟失及變壓器偏磁等問題。該變換器有兩個雙向端口和一個隔離的單向端口，采用PWM+PFM的混合調制策略，可以實現任意兩個端口間單級的功率變換。

1　工作原理

1.1工作原理分析

圖1為本文提出的IBBB集成LLC諧振型TPC電路。開關管S1、S2構成變換器的左橋臂，開關管S3、S4構成變換器的右橋臂。左橋臂和電感Lb1組成左雙向Buck/Boost電路，右橋臂和電感Lb2組成右雙向Buck/Boost電路，兩個Boost電路相位差180°，交錯并聯運行。與此同時，左右兩個橋臂構成一個全橋開關單元，與諧振電感Lr、諧振電容Cr、勵磁電感Lm、變壓器T以及二次側的整流電路一起組成一個全橋LLC諧振直流變換器，其中Lr與Cr的兩元件LC諧振頻率與Lm的三元件LLC諧振頻率變換器的開關頻率為fs，以LC諧振頻率fr為基值，則歸一化的開關頻率fn=fs/fr。

圖1　IBBB集成LLC諧振型TPC電路Fig.1　IBBB and LLC integrated TPC circuit

為了實現對三個端口的功率控制，將開關頻率fs和上橋臂開關管占空比 D作為控制變量，采用PWM+PFM的混合調制方式。占空比D用來實現兩個一次側端口間的電壓匹配和功率傳輸控制，而開關頻率fs用來穩定輸出電壓，實現對輸出功率的控制。

變換器穩態時的主要工作波形如圖2所示，開關周期為 Ts，忽略死區時間 tdead，同一橋臂上的兩個開關管互補導通，開關管S1和S3的占空比為D，開關管S2和S4的占空比為1-D。在PWM+PFM的混合調制方式下，兩個橋臂中點電壓（即諧振槽輸入電壓）utank為三電平的交流對稱矩形波。當占空比 D≤0.5時，utank的占空比 Dtank=D，稱此工作模式為模式 A；當占空比 D＞0.5時，Dtank=1-D，稱此工作模式為模式B。

圖2　主要工作波形Fig.2　Key operation waveforms

此外，根據諧振槽占空比Dtank與歸一化開關頻率fn的關系，諧振電流波形也有兩種不同的情況：

（1）當諧振槽占空比Dtank較小而fn較大時，橋臂對管導通的時間段內諧振電流 iLr未能等于勵磁電感電流iLm，當其中一個開關管關斷后，諧振電流iLr繼續進行兩元件LC諧振，直至iLr=iLm，如圖2a所示，稱此工作模式為模式ⅠA。

（2）當諧振槽占空比Dtank較大而fn較小時，在對管導通的時間段內，諧振電流iLr已經與勵磁電感電流iLm相等，即已經開始進行Lr、Cr與Lm的三元件LLC諧振，如圖2b所示，稱此工作模式為模式ⅡB。

根據占空比D和歸一化開關頻率fn的關系、聯合模式A和B，該變換器共有四種不同的工作模式，即工作模式ⅠA、ⅠB、ⅡA和ⅡB，各模式的工作條件及對應的控制變量區域如圖3所示。該TPC在模式ⅠA和ⅡB下的工作波形分別如圖2a和圖2b所示，模式ⅠB和ⅡA與其類似，在此不再給出。

圖3　不同工作模式對應的控制變量范圍Fig.3　Variable range for different operation modes

1.2工作模態分析

以模式ⅠA為例，對TPC的具體工作過程作進一步的說明。模式ⅠA下，變換器的驅動信號及主要工作波形如圖2a所示。一個開關周期內有10個開關模態，其中［t0，t5］為半個開關周期內的5個開關模式，其等效電路如圖4所示。

圖4　工作模式ⅠA時，各開關狀態下的等效電路Fig.4　Equivalent circuits for each switching mode when operating in mode ⅠA

（1）開關模態1［t0， t1］，如圖4a所示。在t0之前，S4已導通，t0時刻，S1導通。這一時段內，電感Lb1放電、Lb2充電，電流iLb1線性下降、iLb2線性上升；諧振電流 iLr大于勵磁電感電流 iLm，二次側整流二極管VDo1和VDo4導通，其導通電流歸算到一次側為iLr和iLm的電流差，Lm兩端電壓被輸出電壓鉗位至 nVo，iLm線性上升。由此該狀態 Lr和 Cr參與諧振，諧振頻率為fr，且諧振槽輸入電壓為Vbat，因此稱之為LC-P諧振模態。iLr、uCr和iLm的時域表達式為

（2）開關模態2［t1， t2］，如圖4b所示。t1時刻，S1關斷，S2未開通。這一時段內，諧振電感電流iLr與電感電流 iLb1共同作用，給 S1的輸出電容 Coss1充電、給S2的輸出電容Coss2放電。充放電完成后，Coss2的電壓降為0，S2的體二極管導通，為S2的ZVS開通提供條件。

（3）開關模態3［t2， t3］，如圖4c所示。t2時刻施加 S2的驅動信號，S2的 ZVS開通。電感 Lb1、Lb2均充電，電流iLb1、iLb2線性上升。此階段內iLr仍大于 iLm，二極管 VDo1和 VDo4繼續導通，Lm兩端電壓仍被鉗位在nVo，不參與諧振，iLm繼續線性上升。但是由于諧振槽電壓utank=0，一次側向二次側傳輸的能量完全由Lr、Cr諧振網絡提供，所以iLr迅速下降。由于階段Lr和Cr參與諧振，且utank=0，因此稱之為LC-0諧振模態。iLr、uCr和iLm的時域表達式為

（4）開關模態4［t3，t4］，如圖4d所示。此階段內，開關管無動作，電流iLb1、iLb2保持線性上升。在 t3時刻，iLr下降到與 iLm相等，二極管 VDo1和VDo4的電流降為0，其實現ZCS關斷。該階段內，VDo1～VDo4均反向截止，Lm不再被鉗位，其與Lr、 Cr一起參與諧振，諧振角頻率其中m=Lm/Lr，因此稱該模態為LLC-0諧振模態。iLr、uCr和iLm的時域表達式為

（5）開關模態5［t4， t5］，如圖4e所示。t4時刻，S4關斷，S3未開通。這一時段內，iLr=iLm，諧振槽電流 iLr與 iLb2共同作用給 S4輸出電容 Coss4充電、給 S3輸出電容 Coss3放電，充放電完成后，Coss3的電壓降為0，S3的體二極管導通，為S3的ZVS開通提供條件。

（6）在t5時刻，S3的ZVS開通，變換器進入下半個周期，其工作原理與上半個周期相同。同時，工作模式ⅠB、ⅡA和ⅡB的工作過程與模式ⅠA相似，限于篇幅，在此均不再贅述。

1.3功率傳輸模式分析

以光伏-蓄電池聯合供電系統為例，對本文提出的TPC進行探究，其有三種可能的功率傳輸模式如下：

（1）蓄電池單獨供電功率模式：光伏不工作，輸出功率完全由蓄電池提供。

（2）聯合供電功率模式：光伏工作在MPPT狀態，但是光伏輸出功率仍小于負載所需功率，不足的功率由蓄電池提供。

（3）蓄電池儲能功率模式：光伏工作在 MPPT狀態，其輸出功率大于負載所需的功率，因此多余的功率傳送給蓄電池儲存起來。

該 TPC的蓄電池端口實時地平衡光伏電池與負載之間的功率差，在保證光伏供電系統可靠性的基礎上實現了能量的高效利用。

2　特性分析

2.1增益特性分析

對于本文提出的IBBB集成 LLC諧振型TPC而言，從蓄電池端口Vbat到光伏端口VPV，為IBBB變換器，從蓄電池端口Vbat到輸出端口Vo，為全橋LLC諧振變換器。因此該TPC存在兩個增益：IBBB變換器的增益M和全橋LLC諧振變換器的增益G，則

由于諧振輸入電壓utank為帶有占空比的交流三電平矩形波，所以勵磁電感Lm上的電壓uLm波形畸變嚴重，無法準確提出其基波含量，因此應用基波近似法（First Harmonic Approximation， FHA）分析該LLC變換器的增益會帶來較大的誤差。本文利用時域分析法對LLC諧振變換器的增益特性進行分析。

諧振電流和電壓連續且滿足奇對稱性，故有

根據功率平衡，有

定義品質因數為

根據式（1）～式（3）和式（5）～式（8）可以得到描述模式ⅠA下諧振槽特性的穩態方程組，給定品質因數Q、電感比m、占空比D和歸一化頻率 fn，通過牛頓法數值求解，可以得到模直流增益G。同理，通過相同的方法和過程可以得到其他工作模式下的直流增益特性。

圖 5a為仿真、FHA及時域分析得到的變換器增益比較，可以看到時域分析結果與仿真結果吻合，而 FHA得到的增益特性與仿真相比誤差很大。圖5b～圖5d分別為固定電感比和品質因數（m=4、Q= 0.25）不同占空比、固定電感比和占空比（m=4、D=0.3）不同品質因數 Q以及固定品質因數和占空比（Q=0.2、D=0.3）不同電感比m下，時域分析得到的增益特性。可以看到占空比D、頻率fn及電感比m均會影響LLC直流增益。在實際設計中需要綜合考慮增益特性。由于輸出電壓Vo恒定，蓄電池電壓Vbat變化范圍較小，所以系統所需要的LLC直流增益范圍較小。從圖5可以看出，通過在小范圍內調節頻率fn，即可滿足增益范圍的要求。

圖5　直流增益特性Fig.5　DC gain characteristics

2.2ZVS軟開關特性分析

不考慮死區時間，該TPC在不同工作模式及不同輸出負載下的諧振槽輸入電壓 utank、勵磁電感電流iLm、諧振電感電流iLr和Boost電感電流iLb1、iLb2的波形如圖6所示。

圖6　不同工作模式和輸出功率時，開關時刻ZVS電流Fig.6　ZVS current at switching instants for different operation modes and output loads

無論處于工作在何種模式和輸出負載為滿載還是空載，一個開關周期內，變換器始終有四個開關換流時刻，即 tS12、tS21、tS34和 tS43，分別表示 S1關斷 S2開通的換流時刻、S2關斷 S1開通的換流時刻、S3關斷S4開通的換流時刻和S4關斷S3開通的換流時刻。在這四個開關換流時刻，理論上要實現ZVS軟開關，電流需滿足

諧振電流是奇對稱的，有iLr（t）=-iLr（t+Ts/2），兩個 Boost電感交錯并聯，滿足 iLb1（t）=iLb2（t+Ts/2），所以式（9）～式（12）的 ZVS軟開關條件可簡化為式（9）和式（10）。式（9）和式（10）只包含兩個開關換流時刻，即tS12和tS21，為前橋臂的兩個開關管S1和S2的兩次換流時刻。在圖6中tS21時刻的電流用空心點表示，tS12時刻的電流用黑點表示。由于 iLr（tS21）恒小于 0，iLb1（tS21）恒大于 0，則 tS21時刻的ZVS電流iZVS（tS21）＜0恒成立，所以最終理論的ZVS軟開關條件為式（10）。

當變換器工作在模式ⅠA時，在 tS12時刻，諧振電感電流iLr（tS12）始終大于勵磁電感電流iLm（tS12），隨著輸出負載的減小，tS12時刻的諧振電流 iLr（tS12）逐漸減小。當輸出空載時，有 iLr（tS12）=iLm（tS12），因此在模式ⅠA下，輸出空載時變換器的ZVS軟開關條件最差。模式ⅠA輸出空載下，tS12時刻諧振電流為

當工作在模式ⅠB時，半個周期內，包含LC-P、LC-0和LLC-0三種諧振模態。LLC-0諧振模態期間iLr（t）=iLm（t），所以iLr（tS12）= iLm（tS12）；由于Lm較大，且諧振槽輸入電壓utank=0，故可近似認為此模態時iLr（t）不變。而當輸出負載減小時LC-0諧振模態持續的時間減少，所以iLr（tS12）也減小，即模式ⅠB下，輸出空載時ZVS軟開關條件最差，此時的諧振電流為

對于模式ⅡA和ⅡB，半個周期內，包含LC-P、LLC-P和LLC-0三種諧振模態。LLC-0諧振模態下iLr（t）=iLm（t），所以始終有iLr（tS12）=iLm（tS12）。模態LLC-0時，Lm參與諧振且utank=0，該階段iLr（t）基本不變。而對于模態 LLC-P，utank=Vbat，當輸出負載較重時，該模態時的iLr（t）變化很小，隨著輸出負載變輕，該模態時的iLr（t）斜率變大，當輸出空載時，其波形如圖 6h所示，此時 iLr（tS12）達到最大。故對于模式ⅡA和ⅡB，輸出滿載時 iLr（tS12）最小，ZVS軟開關條件最差，此時有

電流iLb1、iLb2受光伏控制，而與負載無關，有

根據式（10）、式（13）～式（16），可得該TPC的理論ZVS軟開關條件為

給定電感Lb1，2=150μH，勵磁電感Lm=150μH，諧振頻率 fr=100kHz，輸出歸算到一次側的電壓nVo=200V，光伏最大功率 PPV_max=500W。根據式（17）可得出該TPC分別在Vbat=200V、165V下，為實現ZVS軟開關的光伏端口功率PPV邊界曲面，分別如圖7a與圖7b所示。

圖7　ZVS軟開關對應的光伏功率范圍Fig.7　PV power range for achieving ZVS

光伏電壓VPV=65～115V，當Vbat=200V時，占空比D的范圍為［0.4，0.7］，而當Vbat=165V時，占空比D的范圍為［0.33，0.58］。從圖7可以看出：工作模式ⅠA輸出空載時，ZVS軟開關允許的光伏功率范圍最小；但在整個占空比D和歸一化開關頻率fn范圍內，ZVS臨界PPV均大于 500W，即說明在整個光伏、蓄電池端口電壓范圍和整個光伏端口功率范圍內都可以實現理論 ZVS軟開關。由于該 ZVS臨界PPV曲面是根據ZVS最差的輸出負載條件下得到的，所以該TPC同時可以實現全輸出負載的理論ZVS軟開關。實際中，考慮功率MOSFET的非線性寄生輸出結電容及死區時間時，ZVS軟開關的范圍會略有縮小。

3　實驗驗證

在光伏-蓄電池聯合供電系統中，需要同時控制輸出電壓和光伏端口輸出功率，因此采用如圖8所示的控制策略。開關頻率 fs用來調節輸出電壓，占空比D用于實現光伏MPPT。變換器的實驗參數見表1，一次側開關管S1～S4為SPW20N60C3，輸出整流二極管選用STTH3R06。

圖8　系統控制框圖Fig.8　Control block diagram

圖 9a和圖9b分別為變換器處于工作模式ⅠA和ⅡB時的穩態實驗波形，兩組實驗的占空比和開關頻率分別為 D=0.36、fs=95kHz和 D=0.54、fs=88kHz。可以看出，實驗波形與之前分析一致，當占空比 D＜0.5時，諧振槽電壓 utank的占空比Dtank=D，而當占空比 D＞0.5時，Dtank=1-D。兩個雙向Buck/Boost電路交錯并聯工作，使得兩個Boost電感電流之和 iLb_sum（iLb_sum=iLb1+iLb2）的紋波顯著減小，特別是當占空比接近 0.5時，經過交錯并聯后 iLb_sum的紋波接近 0。小電流紋波使得該端口很適合接入光伏或燃料電池等可再生能源發電單元。

表1　變換器參數Tab.1　Parameters of the converter

圖9　穩態實驗波形Fig.9　Experimental steady state waveforms

圖 10a和圖 10b分別為變換器處于工作模式ⅠA和ⅡB時，變換器輸出整流二極管電壓、電流波形，兩組實驗的占空比和開關頻率分別為D=0.36，fs=95kHz和D=0.55，fs=75kHz。可以看出，整流二極管上的峰值電壓被輸出電壓所鉗位，電壓應力相比與移相全橋類TPC顯著減小。輸出整流二極管可自然下降到0，即可以實現ZCS關斷，顯著降低了二極管的反向恢復振蕩及損耗。

圖10　二次側整流二極管電壓、電流實驗波形Fig.10　Experimental voltage and current waveforms of secondary rectification diodes

由于電路和控制的對稱性，前后兩個橋臂的工作狀況完全相同，只是相位差180°，所以S1與S3的軟開關情況相同，而S2與S4的軟開關情況相同，故只需驗證右橋臂開關管的ZVS實現即可。圖11a為變換器處于工作模式ⅡB和聯合供電功率模式下，輸出功率 Po=500W 時，右橋臂開關管 S3、S4的驅動電壓波形和漏源電壓波形。可以看到，在驅動信號到來之前，其相應的漏源電壓已經下降到0，說明開關管都實現了ZVS開通。圖10b為變換器處于工作模式ⅠA和蓄電池儲能功率模式下，光伏電壓VPV=65V，占空比D=0.34，光伏功率PPV=500W，輸出負載功率 Po=25W（滿載的 25%）時，右橋臂開關管S3、S4的驅動電壓波形和漏源電壓波形。可以看到，當S3的驅動信號uGS3到來之前，其漏源電壓uDS3已經下降接近0；當S4的驅動信號uGS4到來時，其漏源電壓uDS4恰好下降接近0，說明S3實現了ZVS開通，而S4恰好實現了ZVS開通。這與2.2節得出的結論（工作模式ⅠA、輸出空載時，軟開關條件最差）是基本一致的。

圖11　S3、S4的ZVS軟開關實驗波形Fig.11　Experimental ZVS waveforms for S3and S4

圖12　負載切換及功率模式切換實驗波形Fig.12　Dynamic experimental waveforms during switching the loads and the power transfer modes

圖12a和圖12b為變換器的輸出負載及功率模式切換波形。光伏功率PPV的最大功率為400W，當輸出功率Po=500W（滿載）時，變換器工作在聯合供電模式。階躍減小負載，使得輸出功率Po=125W，這時變換器將工作在蓄電池儲能工作模式，如圖12a所示，反向切換時的工作波形如圖 12b所示。可以看出，當負載發生變化時，光伏電流不變，即光伏始終以MPPT的狀態輸出，而蓄電池電流將根據負載的變化而實時地進行充、放電，以補償光伏與輸出的功率差；同時，輸出電壓Vo在經過短暫的調節后，能夠始終穩定在360V，驗證了變換器及控制方案的有效性。

定義該三端口變換器的效率為

實驗樣機測試的效率曲線如圖13所示。可以看到，無論蓄電池單獨供電、聯合供電或蓄電池儲能功率模式下，變換器在輕載到滿載的范圍內均有較高的效率。當PPV=0時，蓄電池單獨向負載供電，蓄電池電流較大，此時光伏端口有比較大的電流脈動，有功功率卻為 0，無功損耗所占比例較大；當PPV=500W時，低壓的光伏端口有較大的直流分量，導通損耗增加；而當PPV=250W時，光伏和蓄電池端口的電流均相對較小，整體的導通損耗較小，此時變換器有更高的效率。

圖13　不同功率模式下測試的效率曲線Fig.13　Measured efficiency curves under different power transfer modes

4　結論

提出了一種IBBB集成LLC諧振型隔離TPC，結構簡單、開關器件少，通過PWM+PFM混合調制策略，實現了端口間靈活的功率傳輸控制。此外，該TPC還具有以下優點：

1）在寬的端口電壓和端口功率范圍內，一次側功率開關管均可實現ZVS軟開關。

2）二次側整流二極管始終可實現 ZCS關斷，開關損耗小。

3）集成的兩個雙向 Buck/Boost單元交錯并聯運行，顯著減小了輸入電流的紋波。

4）不存在占空比丟失及變壓器直流偏磁等問題。在各功率傳輸模式下、從輸出輕載到滿載，測試的實驗樣機效率均較高。該TPC拓撲適合用于可再生能源電力系統，如光伏-蓄電池聯合供電系統、蓄電池-超級電容混合電力系統等。

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Interleaved Bidirectional Buck/Boost and LLC Integrated Three-Port DC-DC Converter

Sun XiaofengShen YanfengLi WuyingWang Baocheng
（Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan UniversityQinhuangdao066004China）

By integrating the two-phase interleaved bidirectional Buck/Boost circuit with the full-bridge LLC resonant circuit， a novel three-port converter （TPC） is proposed. Thus， the full-bridge switching unit is shared and the cost is reduced. The proposed TPC consists of two bidirectional DC ports and an isolated unidirectional DC port. With PWM plus PFM modulation strategy， flexible power flow control can be easily achieved. All primary power switches operate with ZVS and all secondary diodes can achieve ZCS-off in wide voltage and power ranges， thus the switching losses are reduced. In addition， the duty cycle loss and transformer DC bias current inherently existed in conventional phase shift full-bridge integrated TPCs， can be well eliminated in the proposed TPC combined with the LLC resonant tank. The basic operation principle， operation modes and power transfer modes of the proposed TPC are investigated. Then both the gain and the ZVS characteristics are analyzed in detail. Finally， the experimental results from the built 500W prototype verify the proposed converter.

Three-port converter， bidirectional Buck/Boost， LLC， PWM plus PFM mixed modulation， soft switching

TM46

孫孝峰男，1970年生，教授，博士生導師，研究方向為變流器拓撲及控制、新能源并網和電能質量控制。

E-mail： sxf@ysu.edu.cn（通信作者）

申彥峰男，1987年生，碩士研究生，研究方向為功率變換器拓撲及控制。

E-mail： syf_pe@foxmail.com

國家自然科學基金資助項目（51077112）。

2014-05-28改稿日期 2014-06-24