混合H橋級聯逆變器的優化調制

何凱益　任　磊　鄧　翔　陳軼涵　龔春英

（江蘇省新能源發電與電能變換重點實驗室（南京航空航天大學）　南京　210016）

混合H橋級聯逆變器的優化調制

何凱益任磊鄧翔陳軼涵龔春英

（江蘇省新能源發電與電能變換重點實驗室（南京航空航天大學）南京210016）

兩路電壓比為1∶2的H橋混合級聯結構可實現七電平的輸出，有助于提高逆變器的功率密度。在采用多層載波層疊的調制方法下，低壓單元一個橋臂開關管工作在高頻，另一橋臂開關管工作在低頻，兩個橋臂開關管熱量分布不均導致系統壽命/可靠性降低。提出一種優化調制策略，在保證輸出特性和效率不變的情況下，使兩個單元的開關管最高工作頻率降低為原來的1/2，同時每個單元的四個開關管工作應力相同，有助于提高系統壽命/可靠性。最后通過仿真和實驗驗證了優化調制策略的可行性和有效性。

混合H橋級聯多電平逆變器多層載波層疊調制優化控制

0　引言

中頻400Hz逆變器被廣泛使用在航空和船舶等運載系統中。隨著運載系統性能發展和要求的提高，對其中的中頻電源容量及性能要求也不斷提高。其中，高效率、高功率密度和高可靠性是核心指標要求。

目前中頻逆變器采用較多的方案是傳統的全橋逆變電路拓撲，理論上可以通過提高開關頻率來減小輸出濾波器的重量和尺寸，但是開關頻率的提高帶來開關損耗的增加，不利于效率的提高。

多電平逆變器概念最早被提出并用在高壓大功率變換場合。由于多電平逆變器輸出電壓有多個電平，可以減小輸出電壓中的諧波含量并降低每個開關管的電壓應力［1，2］。輸出諧波含量的降低有助于減小輸出濾波器的重量和尺寸，從而實現高功率密度。而開關管電壓應力的降低有助于導通電阻以及結電容的減小，這樣不僅可以降低開通損耗，也可以降低開關損耗以及驅動損耗，從而實現高效率。多電平逆變器中研究較多的主電路拓撲主要有二極管鉗位式多電平逆變器［3，4］、飛跨電容式多電平逆變器［5，6］和級聯式多電平逆變器［7-12］。二極管鉗位式和飛跨電容式適合電平數目較少的情況，因為在電平數目較多時需要大量的鉗位二極管/電容，且系統控制也比較復雜。級聯式逆變器不僅具有其他多電平逆變器的優點，而且實現輸出相同電平數所需的器件最少，控制簡單，可靠性高且易于模塊化。文獻［7，8］研究了采用載波移相控制的H橋級聯拓撲，該拓撲兩單元可以輸出五電平，并且每單元還可以采用單極性倍頻的控制方法來提高級聯橋臂等效輸出開關頻率，但是每個橋臂都是工作在高頻狀態，所以開關損耗仍較大。文獻［13-16］提出不同輸入電壓的混合級聯逆變器，研究最多的是電壓比為1∶2的混合級聯逆變器，可以輸出七電平，單元一作為高壓單元其開關管工作在低頻狀態，單元二作為低壓單元其開關管工作在高頻狀態，減少了諧波含量和開關損耗，提高了功率密度和效率。該拓撲調制方法有很多，最簡單的就是混合調制，但是混合調制存在能量倒灌問題，影響低壓直流側電容電壓穩定。多層載波層疊調制方法雖然可以有效解決能量倒灌問題，但是本文分析發現低壓單元兩個橋臂開關管工作狀態不同，一個工作在高頻，另一個工作在低頻，高頻開關管工作結溫高、壽命降低從而導致系統可靠性降低。

本文提出一種優化調制方法，在輸出特性和效率不變的情況下，使得每個單元兩個橋臂開關管最大開關頻率為原來最大開關頻率的 1/2，而且各單元的開關管熱量分布均勻，有利于提高系統的壽命/可靠性。

1　多層載波層疊SPWM調制方法

圖1　多層載波層疊SPWM調制原理Fig.1　Principle of multi-carrier stacked SPWM modulation

表1　多層載波層疊調制七電平組合輸出電壓Tab.1　Seven level output voltage for multi-carrier stacked modulation

多層載波層疊SPWM調制原理如圖1所示，兩個H橋級聯輸出七電平需要三個載波，三個載波va、vb和vc反向層疊。輸出七電平電壓的調制過程見表1。當 0＜uref＜va時，輸出電平 0；當 va＜uref＜vb時，輸出電平+E；當vb＜uref＜vc時，輸出電平+2E；當 uref＞vc時，輸出電平+3E；當 0＜-uref＜va時，輸出電平 0；當 va＜-uref＜vb時，輸出電平-E；當vb＜-uref＜vc時，輸出電平-2E；當-uref＞vc時，輸出電平-3E。

2　調制優化控制

針對上面的問題，本文提出類似單極性倍頻的優化調制控制方法，使每個單元四個開關管工作頻率一致，熱量分布均勻，而且級聯后輸出電壓可達到倍頻的效果，即在保持輸出等效開關頻率及總開關損耗一樣的情況下，開關管最高工作頻率為原來的1/2。

以圖2所示的兩單元級聯主電路拓撲為對象進行調制原理分析。由于采用類似單極性倍頻優化調制控制，通過對參考正弦調制信號的修改，只用一個三角載波就能實現調制功能。

圖2　混合級聯2H橋拓撲Fig.2　Topology of hybrid cascaded 2H-bridge

假設圖1中的三角載波幅值為um，參考正弦調制信號幅值為 uref。0＜uref＜um時，調制信號等于uref；當um＜uref＜2um時，調制信號等于2um-uref；當2um＜uref＜3um時，調制信號等于uref-2um。當參考信號位于負半周期時，分析與正半周期類似。式（1）是調整后調制波的分段函數表示，圖3是調制波調制原理示意圖，圖中與之交截的三角載波vd也進行了相應調整，三角載波只用了一個，幅值為2um，頻率為原來的1/2。

圖3　調制波調整原理Fig.3　Principle of modified modulation

圖4是低壓單元調制原理，給出了橋臂開關管的驅動信號。調整后的調制波umod作為低壓單元的調制波與三角載波vd交截比較得到低壓單元左橋臂開關脈沖信號，調制波umod反向后作為低壓單元右橋臂的調制波與三角載波交截比較得到右橋臂開關脈沖信號。從圖4可以看出，橋臂輸出等效開關頻率是橋臂開關管開關頻率的2倍，達到倍頻的效果。

圖4　低壓單元調制原理Fig.4　Principle of low voltage unit modulation

高壓單元參考正弦信號幅值在區間（-um，um）時，左橋臂上開關管S11關斷、下開關管S12開通，右橋臂上開關管S13關斷、下開關管S14開通；參考正弦信號幅值在區間（2um，3um）時，左橋臂上開關管 S11開通、下開關管 S12關斷，右橋臂上開關管S13關斷、下開關管 S14開通；參考正弦信號幅值在區間（-3um， -2um）時，左橋臂上開關管S11關斷、下開關管S12開通，右橋臂上開關管S13開通、下開關管 S14關斷；當參考正弦信號幅值位于區間（um，2um）和（-2um，um）時，高壓單元橋臂進行類似倍頻高頻調制，高頻段的調制原理如圖5所示。當umod＞vd且-umod＞vd時，高壓單元輸出+2E電平；當umod＜vd且-umod＜vd時，高壓單元輸出-2E電平，而且橋臂輸出等效頻率也是開關管頻率的2倍。

圖5　高壓單元調制原理Fig.5　Principle of high voltage modulation

圖5中脈沖信號A表示三角載波斜率為正時邏輯電平1，斜率為負時邏輯電平0，脈沖信號A′和A邏輯相反。

當參考正弦幅值位于區間（um，2um）時，調整后的調制波為

此時，脈沖信號B表示反向后的調制波-umod與三角載波vd交截比較，則

相同內容的問卷，筆答和口答又有何差異？Rintell和Mitchell(1989)對開放式角色扮演收集的語料和開放式DCT收集的語料進行了對比研究，研究結果顯示，除了學習者的口答語料顯著長于筆答語料以外，其他方面都非常相似。另外，在一些情景中，母語者和學習者的筆答均比口答更為直接，說明被試在面對面的口頭交際中更多地受到了面子和禮貌等因素的制約。

脈沖信號 C表示調制波 umod與三角載波 vd交截比較，則

此時，開關管S12的邏輯信號為

開關管S13的邏輯信號為

同理，當參考正弦幅值位于區間（-2um， -um）時，調整后的調制波為

脈沖信號 B′表示反向后的調制波-umod與三角載波vd交截比較，則

脈沖信號 C′表示調制波 umod與三角載波 vd交截比較，則

此時，開關管S12的邏輯信號為

開關管S13的邏輯信號為

由上可得高壓單元的開關邏輯數學統一表達式為

詳細分析以上兩個單元的開關信號可知：高壓單元和低壓單元開關管的最大開關頻率都是等效輸出開關頻率的 1/2，而且左右兩個橋臂的工作狀態相同，開關損耗也相同，所以兩者熱量的分布均勻，有利于提高系統的使用壽命/可靠性。

3　輸出特性

根據倍頻原理，可以把如圖6a所示的低壓單元調制原理等效為如圖6b所示的調制原理，兩種調制方式的輸出電平波形一致（如圖6c所示），則兩者輸出電壓諧波含量也一致。

圖6　低壓單元調制原理分析Fig.6　Modulation principle analysis of low voltage modulation

當高壓單元參考正弦波幅值位于區間（-um，um）時，高壓單元橋臂輸出0電平；當參考正弦波幅值在區間（2um，3um）時，高壓單元橋臂輸出+2E電平；當參考正弦波幅值在區間（-3um， -2um）時，高壓單元橋臂輸出-2E電平，這與多層載波層疊調制是一致的。在高頻調制區間（um，2um）和（-2um， -um）內，可以把如圖7a所示的高壓單元電平調制原理等效成如圖7b所示的調制原理，兩者輸出電平一樣。圖7c為高壓單元輸出電壓波形示意圖。

圖7　高壓單元調制原理分析Fig.7　Modulation principle analysis of high voltage modulation

對正弦參考信號幅值區間分段，然后在每一區間內得到相應的電平輸出邏輯表達式，見表2。

通過表2和表1的對比可知，兩種調制方法在相同正弦參考信號下高低壓單元的輸出電平波形相同，即級聯輸出電壓波形相同，則兩者的輸出特性一致。因而，優化調制控制在不改變輸出特性的情況下，高壓單元和低壓單元的左右橋臂開關管工作狀態一致，而且使得最大開關頻率為多層載波層疊調制方法時最大開關頻率的 1/2，實現了倍頻的效果。

表2　優化調制策略等效后電平輸出邏輯Tab.2　Logic expression of level voltage for equivalent modulation

4　仿真及實驗

4.1仿真

對多層載波層疊調制方法和優化調制控制方法進行仿真和實驗驗證。仿真主電路參數如下：輸入母線電壓分別為60V和120V；輸出電壓為115V/400Hz；濾波電感為 100μH，濾波電容為 6.8μF；多層載波調制方法載波頻率為 80kHz，優化調制控制載波頻率為40kHz；負載電阻為13Ω。圖8和圖9分別是優化調制控制下的開關驅動仿真波形和橋臂輸出電壓仿真波形，說明了優化調制的可行性。圖10是兩種控制方法的輸出諧波特性對比，說明了兩種方法具有相同的輸出特性，圖中基波幅值電壓為162V。

圖8　優化調制控制各橋臂開關驅動仿真波形Fig.8　Simulation waveforms of modified modulation for each bridge

圖9　優化調制控制橋臂輸出電壓仿真波形Fig.9　Simulation waveforms of bridge output for modified modulation

圖10　兩種調制方法輸出電壓諧波比較Fig.10　Harmonic comparison of two modulations

4.2實驗

實驗采用DSP+FPGA的數字控制，DSP進行輸出電壓和電感電流信號采樣，再經數字PI計算得到調制波，傳給FPGA進行調整并輸出開關控制信號。傳統多層載波層疊調制與優化調制方法在產生開關控制信號過程的復雜程度是相似的，體現在用FPGA實現開關脈沖信號時，兩者所占邏輯資源總數相近。控制信號先經過三態緩沖電路，再通過4504光耦隔離后驅動芯片 IR2110，IR2110具有自舉驅動能力，一個橋臂只需一個驅動電源。高壓、低壓單元開關管分別采用 IR公司的 IRFB4321、IRFB4510。

圖11和圖12分別是優化調制控制下的開關驅動實驗波形和單元橋臂輸出電壓實驗波形。圖 12中，VA代表低壓單元橋臂輸出波形；VB代表高壓單元橋臂輸出波形；VC代表級聯橋臂輸出波形。實驗波形驗證了優化調制原理分析的正確性和可行性。表3是兩種方法效率的對比，驗證了優化后的調制方法和載波層疊調制方法的效率基本相同。

圖11　優化調制開關驅動實驗波形Fig.11　Experimental waveforms of switching for modified modulation

圖12　優化調制橋臂輸出電壓實驗波形Fig.12　Experimental voltage waveforms of bridge for modified modulation

表3　兩種調制方法不同功率時的效率對比Tab.3　Efficiency comparison of two different modulations with different power

圖13是兩種調制方法在1kW功率下工作0.5h后的開關管溫度分布，表4為每個功率管中心處溫度。圖13中，A代表低壓單元S23、S24開關管；B代表低壓單元S21、S22開關管；C代表高壓單元S13、S14開關管；D代表高壓單元S11、S12開關管。可見在多層載波調制方法下，低壓單元 S23、S24開關管（高頻）溫度比 S21、S22開關管溫度（低頻）高約3℃以上，高壓單元 S13、S14開關管（高頻）溫度比S11、S12開關管（低頻）溫度高1.5℃左右，經過優化調制以后每個單元兩個橋臂溫度基本一致，說明優化后的調制方法能夠使每個單元橋臂工作狀態一致，熱分布均勻，開關管最高溫度降低，有利于提高系統壽命/可靠性。

圖13　開關管熱分布Fig.13　Heat distribution of switches

表4　兩種調制方法的工作溫度分布Tab.4　Temperature distribution for two modulations（單位：℃）

5　結論

本文先對混合調制中的多層載波層疊調制方法進行了分析，指出在同一單元中兩個橋臂的開關管工作頻率狀態不同，使得同一單元的開關管發熱量分布不均，導致器件壽命不一致而影響系統壽命/可靠性；然后提出并詳細分析了優化調制控制方法，在保證輸出特性和效率不變的情況下，每個單元橋臂開關管工作頻率一致，并且最大開關頻率為多層載波層疊調制方法時的 1/2；最后通過仿真和實驗驗證了所提出的優化調制方法的正確性和可行性。

［1］王琨， 馮琳， 李國杰. 一種適用于飛跨電容型多電平逆變器的新型載波同相層疊PWM方法［J］. 電力系統保護與控制， 2014， 42（14）： 8-13. Wang Kun， Feng Lin， Li Guojie. A novel carrier-based disposition PWM method with voltage balance for flying capacitor multilevel inverter［J］. Power System Protection and Control， 2014， 42（14）： 8-13.

［2］徐軍， 王琨， 翟登輝， 等. 一種基于新型載波同相層疊PWM方法的飛跨電容型光伏發電并網技術［J］.電力系統保護與控制， 2015， 43（12）： 134-139. Xu Jun， Wang Kun， Zhai Denghui， et al. Gridconnected photovoltaic power generation technology with flying capacitor inverter based on novel carrierbased disposition PWM method［J］. Power System Protection and Control， 2015， 43（12）： 134-139.

［3］McGrath B P， Holmes D G， Lipo T A. Optimized space vector switching sequences for multilevel inverters［J］. IEEE Transactions on Power Electronics，2003， 18（6）： 1293-1301.

［4］Rodriguez J， Bernet S， Steimer P K， et al. A survey on neutral-point-clamped inverters［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2010， 57（7）： 2219-2230.

［5］劉苗， 洪峰， 王成華. 五電平飛跨電容型雙降壓逆變器［J］. 電工技術學報， 2011， 26（5）： 83-87. Liu Miao， Hong Feng， Wang Chenghua. A novel flying-capacitor dual buck five-level inverter［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2011，26（5）： 83-87.

［6］Ben Smida M， Ben Ammar F. Modeling and DBC-PSC-PWM control of a three-phase flyingcapacitor stacked multilevel voltage source inverter［J］. IEEE Transaction on Industrial Electronics， 2010，57（7）： 2231-2239.

［7］朱軍衛. 級聯型相移載波SPWM逆變器的研究［D］.南京： 南京航空航天大學， 2004.

［8］劉春喜， 馬偉明， 孫馳， 等. 大功率 400Hz逆變電源數字控制設計［J］. 電工技術學報， 2011， 26（1）：100-107. Liu Chunxi， Ma Weiming， Sun Chi， et al. Digital control design of high power 400Hz inverters［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2011，26（1）： 100-107.

［9］Khoucha F， Lagoun S M， Marouani K， et al. Hybrid cascaded H-bridge multilevel-inverter inductionmotor-drive direct torque control for automotive application［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2010， 57（3）： 892-899.

［10］De S， Banerjee D， Aiva kumar K， et al. Multilevel inverters for low-power application［J］. IET Power Electronics， 2011， 4（4）： 384-392.

［11］Gupta K K， Kumar L， Jain S. A new seven-level hybrid inverter［C］//Power Electronics， Drives and Energy Systems， Bengaluru， 2012： 1-6.

［13］Malinowski M， Gopakumar K， Rodriguez J， et al. A survey on cascaded multilevel inverters［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2010， 57（7）：2197-2206.

［13］張云， 孫力， 王要強. 非對稱混合多電平逆變器功率均衡方法［J］. 中國電機工程學報， 2010， 30（18）： 15-20. Zhang Yun， Sun Li， Wang Yaoqiang. Power balance strategy for asymmetric and hybrid multilevel inverter［J］. Proceedings of the CSEE， 2010， 30（18）： 15-20.

［14］Sujitha N， Ramani K. A new hybrid cascaded h-bridge multilevel inverter-performance analysis［C］//Advances in Engineering， Science and Management， Nagapattinam， Tamil Nadu， 2012： 46-50.

［15］陳元娣， 林潔， 劉滌塵， 等. 單一直流電源供電七電平級聯逆變器的研究［J］. 電工技術學報， 2012，27（2）： 45-51. Chen Yuandi， Lin Jie， Liu Dichen， et al. Research on 7-level cascaded inverter supplied by a spate DC power source［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2012， 27（2）： 45-51.

［16］許赟， 鄒云屏， 丁凱. 一種改進型級聯多電平拓撲及其頻譜分析［J］. 電工技術學報， 2011， 26（4）： 77-85. Xu Yun， Zou Yunping， Ding Kai. Topology and spectral analysis of an improved hybrid cascaded multilevel converter［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2011， 26（4）： 77-85.

Modified Modulation of H-Bridge Hybrid Cascaded Inverters

He KaiyiRen LeiDeng XiangChen YihanGong Chunying
（Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics & AstronauticsNanjing210016China）

The topology of H-bridge hybrid cascaded with voltage ratio 1∶2 can achieve seven-level output to improve power density. With the modulation of multi-carrier stacked， the switches of one bridge in the low voltage unit are working at high frequency， and the switches of the other bridge are working at low frequency. The uneven heat distribution will shorten the life of the device and endanger the system. Therefore， this paper presents a modified modulation. By maintaining the same output characteristics and efficiency， the max switch working frequency of each unit can be reduced by half， and all the switches of each unit can work at the same state. The modified modulation is helpful to increase the life of the switches and the stability of the system.

Hybrid cascaded H-bridge， multilevel inverter， multi-carrier stacked modulation，modified modulation

TM464

何凱益男，1989年生，碩士研究生，研究方向為功率電子變換技術。

E-mail： hekaiyi2008@163.com（通信作者）

任磊男，1991年生，博士研究生，研究方向為功率電子變換技術以及故障預測與健康管理技術。

E-mail： renleinuaa@163.com

國家自然科學基金資助項目（51377079）。

2014-05-13改稿日期 2014-07-17