高壓大容量五電平逆變器共模電壓抑制研究

郭小強　賀　冉　張純江

(燕山大學電力電子節能與傳動控制河北省重點實驗室　秦皇島　066004)

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高壓大容量五電平逆變器共模電壓抑制研究

郭小強賀冉張純江

(燕山大學電力電子節能與傳動控制河北省重點實驗室秦皇島066004)

以一種新型五電平逆變器為研究對象，首先對其工作原理進行了分析；然后根據開關狀態分布特點提出一種消除共模電壓的調制策略，該調制策略不僅能實現系統共模電壓為零，同時還解決了飛跨電容電壓平衡問題；最后在Matlab/Simulink環境下對傳統調制策略和該文提出的新型調制策略進行對比研究，結果驗證了所提出方案的有效性。

多電平逆變器五電平逆變器共模電壓脈寬調制

0　引言

多電平變換器具有開關管壓降低、輸出波形諧波含量少、開關頻率低和開關損耗小等優點，廣泛應用在高壓大容量場合和電機傳動系統中[1-3]。目前，多電平變換器的拓撲結構主要包括二極管鉗位型、飛跨電容型、級聯型和其他新型拓撲[4-9]。

然而，多電平變換器在應用中會產生共模電壓。高頻變化的共模電壓會在電動機上耦合出很大的軸承電壓和電流，導致電動機損耗增加，同時縮短電動機使用壽命，嚴重時會發生人身事故。同時，共模電壓的存在會降低電動機系統的可靠性，產生電磁干擾問題。為了解決該問題，國內外高校和研究機構開展了廣泛而深入地研究。文獻[10-12]從調制角度分析和解決了級聯型逆變器的共模電壓問題，但級聯型逆變器所需的開關管數量較多，還存在多個獨立直流電源單獨供電的問題。對于二極管鉗位型逆變器，文獻[13-15]以三電平逆變器為研究對象，并取得了很好的共模電壓抑制效果。針對其他類型的多電平逆變器，文獻[16]提出了一種基于四電平逆變器的共模電壓抑制方法，文獻[17]對五電平空間矢量進行了分析，并提出了減小共模電壓幅值的方法。然而，上述文獻均未考慮電容電壓對逆變器的影響。實際上，電容電壓平衡問題是多電平逆變器運行中需要解決的關鍵問題之一[18，19]。因此，既能解決電容電壓平衡問題，同時可實現系統共模電壓抑制的解決方案有待進一步研究。文獻[20]提出一種新型五電平嵌套式中點鉗位(Nested Neutral Point-Clamped，NNPC)拓撲，該拓撲可以解決電容電壓平衡問題，但未對共模電壓問題進行分析。

本文以五電平NNPC拓撲為研究對象，首先對該拓撲共模電壓進行了分析，進而提出一種新型控制方案，該方案不僅能實現電容平衡，同時還能實現系統共模電壓的有效抑制。最后對該方案進行了驗證。

1　五電平逆變器共模電壓分析

1.1五電平NNPC拓撲工作原理分析

圖1為五電平NNPC拓撲，每相由8個開關管、2個二極管和3個飛跨電容組成。以a相為例，通過對電容的充放電控制，電容Ca1和Ca2的電壓幅值需要穩定在Vdc/4，而電容Ca3需要穩定在3Vdc/4。五電平NNPC拓撲對應的5種電平狀態如式(1)所示。

(1)

式中，Sx為逆變器輸出電平數，其中x=a，b，c。輸出電壓為Vdc/2時只有1種開關狀態，輸出電壓為Vdc/4時有3種開關狀態，輸出電壓為0時有4種開關狀態，

輸出電壓為-Vdc/4時有3種開關狀態，輸出電壓為-Vdc/2時只有1種開關狀態。

圖1　五電平NNPC拓撲原理圖Fig.1　Schematic of five-level NNPC inverter

表1為五電平NNPC拓撲12種開關狀態對應的8個開關管的通斷狀態和冗余狀態對電容充放電的影響及對應的輸出電平。為方便分析，開關狀態用字母(a)～(l)表示。其中，2電平只存在1種狀態，用(a)表示；1電平存在3種冗余狀態，用字母(b)～(d)表示；0電平存在4種冗余狀態，用字母(e)～(h)表示；-1電平存在3種冗余狀態，用字母(i)～(k)表示；-2電平存在1種狀態，用字母(l)表示。

表1　五電平NNPC拓撲開關狀態對應表Tab.1　Switching states of the five-level NNPC inverter

注：“D”表示電容放電，“C”表示電容充電。

1.2五電平NNPC拓撲共模電壓分析

圖1中系統的共模電壓定義為[17]

VCM=(Van+Vbn+Vcn)/3

(2)

其中，相電壓與逆變器電平滿足

(3)

定義Ssum為Sa、Sb、Sc之和，則Ssum可表示為

Ssum=Sa+Sb+Sc

(4)

聯立式(2)～式(4)得

(5)

由式(5)得，共模電壓與逆變器開關狀態選取有關。表2為不同共模電壓對應的開關狀態數量。從表中可看出，共模電壓為零時存在19個不同的開關狀態，如表3所示，它們滿足

Sa+Sb+Sc=0

(6)

為了突出共模電壓為零的開關狀態，圖2中五電平空間矢量只列出了零共模電壓時的電壓矢量。從圖2中可看出，共模電壓為零的開關狀態在矢量空間上是對稱的。對于不同扇區的電壓矢量，都可以折射

表2　共模電壓與開關狀態對應表Tab.2　Common-mode voltage and switching states

表3　共模電壓為零的開關狀態Tab.3　Switching states with zero CMV

圖2　五電平NNPC拓撲電壓矢量圖Fig.2　Space vector diagram in five-level NNPC inverter

到第一扇區中。以第一扇區的10-1為例，電壓矢量01-1、-110、-101、0-11和1-10通過角度變換都可以與第一扇區的10-1對應。因此，在不考慮電容平衡問題的前提下，通過合理選擇電壓矢量，安排合適的電壓矢量作用順序和矢量作用時間，可實現逆變電路的正常工作。

2　共模電壓抑制控制策略

2.1雙載波實現共模電壓抑制

根據上文分析可知，開關狀態不同引起共模電壓幅值發生變化，因此傳統載波層疊無法消除共模電壓。以圖2中扇區A1的三角陰影部分為例，當參考電壓矢量位于該陰影部分時，組成三角形的3個電壓矢量中只含1個共模電壓為零的開關狀態(10-1)，因此系統共模電壓不為零。

圖3a為三電平空間矢量分布圖，圖3b為圖2旋轉30°后的空間矢量圖。在圖3a所示的三電平電壓矢量中，一共存在27個電壓矢量，其中存在7組冗余矢量。從空間矢量的角度講，相同位置的冗余矢量對合成參考電壓矢量的作用是相同的，因此，在三電平逆變電路中，實際作用的電壓矢量共計19個(不考慮其他冗余狀態)，其數量恰好與五電平共模電壓為零的電壓矢量數目相同。比較圖3a和圖3b，共模電壓為零的五電平電壓矢量可看作與三電平電壓矢量存在一一對應關系，如表4所示。例如五電平電壓矢量“20-2”與三電平電壓矢量“200”對應，五電平電壓矢量“10-1”與三電平電壓矢量“211”或“100”對應。

圖3　空間矢量圖Fig.3　Space vector diagram

由表4可知，當出現三電平電壓矢量的任意一個電壓矢量時，都存在一個共模電壓為零的五電平電壓矢量與之對應。因此，在實現三電平調制策略的基礎上，通過表4中的電壓矢量對應關系，不僅能夠使逆變電路正常工作，還可實現五電平NNPC拓撲共模電壓為零。

表4　電壓矢量對應表Tab.4　Relationship between three-level inverter voltage vector and five-level inverter voltage vector

對于如何實現三電平調制策略，存在空間矢量調制和雙載波調制兩種方法。考慮到二者具有等效性，且空間矢量調制存在計算繁瑣及實現復雜等缺點，本文采用雙載波層疊調制。

上文中，共模電壓為零的前提條件是五電平NNPC拓撲的9個電容能實現電容電壓平衡。下面詳細介紹電容電壓平衡控制策略。

2.2飛跨電容電壓平衡控制

表1所示的12種開關狀態，除電平“2”和“-2”外，其余10種開關狀態均對電容充放電造成影響，即每相的3個電容電壓幅值變化影響開關狀態是否按理想電平輸出。電容Cx1和Cx2(x=a，b，c)電壓參考幅值為Vdc/4，電容Cx3參考幅值為3Vdc/4。以a相為例，定義飛跨電容端電壓變化量為

ΔVC1=VC1-Vdc/4

(7)

ΔVC2=VC2-Vdc/4

(8)

ΔVC3=VC3-3Vdc/4

(9)

開關狀態(b)～(k)對電容的充放電受電流方向的影響。以(b)為例，當電流ix>0時，電容Cx1進行充電；當電流ix<0時，電容Cx1進行放電。很明顯，電流方向與負載功率因數有關，這是一個不可控的因素。因此，不能通過某個電平只選擇一個開關狀態來實現拓撲電容的充放電平衡控制。

五電平NNPC拓撲中，電容Cx1和Cx2可看作是對稱關系，并且二者的參考幅值設置也相同，均為Vdc/4。從電平的角度講，五電平中電平“2”和“-2”可以看作對稱關系，電平“1”和“-1”可以看作對稱關系。結合表1中五電平NNPC拓撲的開關狀態分布，只有電平“1”、“0”、“-1”存在冗余狀態，電容平衡控制思路為：選擇電平“1”控制電容Cx1和Cx3；選擇電平“-1”控制電容Cx2和Cx3；選擇電平“0”控制電容Cx1和Cx2。具體控制方法以表格的形式列出，如表5～表7所示。按照表5～表7對飛跨電容的控制可實現五電平NNPC拓撲電容實現動態平衡。

表5　飛跨電容控制表(Sx=1)Tab.5　Control table for capacitor voltage (Sx=1)

表6　飛跨電容控制表(Sx=-1)Tab.6　Control table for capacitor voltage (Sx=-1)

表7　飛跨電容控制表(Sx=0)Tab.7　Control table for capacitor voltage (Sx=0)

2.3雙載波整合PWM方案

上文提及的電容電壓平衡方案可應用到五電平NNPC拓撲任意調制方案中。為了能更好地闡述本文提出的控制策略，對PWM方案進行整合，控制策略可分為3部分：①采用雙載波層疊調制實現三電平電壓矢量輸出；②通過表4實現三電平電壓矢量與五電平電壓矢量一一對應，使五電平NNPC拓撲工作在共模電壓為零的開關狀態；③通過對電容電壓變化量和輸出電流方向采樣來選取合適的冗余電平狀態。其選擇策略參照表5～表7。PWM整合方案控制框圖如圖4所示。和傳統空間矢量調制相比，本文提出的調制方法計算量小；和傳統載波調制相比，本文提出的調制方法將載波數量由4個減少為2個，原理簡單、易于實現。

圖4　五電平NNPC拓撲控制框圖Fig.4　The control diagram of five-level NNPC inverter

3　仿真驗證

3.1穩態分析

為了驗證本文提出的控制方法的正確性與有效性，在Matlab/Simulink環境下對五電平NNPC拓撲進行了仿真，仿真參數如表8所示。

表8　仿真參數表Tab.8　Simulation parameters

圖5為不同調制下系統仿真波形。其中，圖5a采用傳統載波層疊調制，圖5b采用本文提出的載波調制。兩種調制策略輸出線電壓均為9電平。對線電壓進行快速傅里葉分析，傳統載波層疊調制下線電壓基波幅值為9 883 V，THD為17.32%；本文所提出載波調制下線電壓基波幅值為8 578 V，THD為37.41%。比較線基波電壓幅值和線電壓THD可看出，所提出的調制策略不足之處在于基波電壓幅值略低，電壓THD略高，兩者區別的主要原因是所提出的載波調制下只選擇共模電壓為零的開關狀態。然而，系統在傳統載波層疊調制下，共模電壓最大值為2 000 V(Vdc/6)，最小值為-2 000 V(-Vdc/6)，共模電壓變化范圍為Vdc/6，Vdc/12、0、-Vdc/12和-Vdc/6，說明傳統載波調制無法消除共模電壓。所提出的雙載波調制策略選取了共模電壓為零的開關狀態，因此共模電壓得到有效抑制。

圖5　仿真波形Fig.5　Simulation waveforms

3.2暫態分析

為了進一步驗證本文所提出調制策略的有效性，在Matlab/Simulink環境下進行系統半載到滿載的仿真。在仿真時間t=0.1 s時負載進行突變，負載從半載突變為滿載。圖6為雙載波調制下系統的仿真波形。

圖6　負載從半載到滿載時仿真波形Fig.6　Simulation results from half to full loads

負載突變后，電流幅值變大，系統具有較好的動態性能。同時，負載突變前后，系統的共模電壓和飛跨電容電壓波形均與系統穩態時相近。共模電壓仍保持為零，而電容電壓的幅值一直穩定在9 kV(3Vdc/4)和3 kV(Vdc/4)，從而驗證了本文所提出的方法具有良好的穩態性能和動態性能。

3.3電容電壓平衡方案分析

為了驗證本文飛跨電容電壓平衡方案的性能，在仿真時間t=0.05 s時取消對飛跨電容的控制，t=0.1 s時恢復對飛跨電容的控制，波形如圖7所示。

圖7　電容平衡控制方案工作和不工作時仿真波形Fig.7　Simulation results with and without capacitor balancing control

當取消對飛跨電容的控制時，電容電壓偏離參考值，電容Cx1和Cx2電壓幅值下降，而電容Cx3電壓幅值上升，因此，逆變器輸出電壓幅值發生變化。由式(2)得，系統的共模電壓也會受到影響，呈高頻變化。當電容電壓偏離參考電壓越來越大時，共模電壓幅值的變化范圍也越來越大。當恢復對電容的控制時，無論是電容電壓還是共模電壓，均能很快恢復到正常運行狀態，說明本文提出的電容電壓平衡控制方案具有較好的動態性能。

4　結論

本文針對新型五電平逆變器共模電壓抑制問題，提出一種新型調制策略，并進行了驗證，得出以下結論：采用傳統載波調制策略，由于開關狀態較多，因此無法消除共模電壓；本文提出的新型載波調制策略選取共模電壓為零的開關狀態，因此可有效消除系統共模電壓，同時具備電容電壓平衡能力。此外，和傳統載波調制策略相比，本文提出的調制方法將載波數量由4個減少為2個，原理簡單、易于實現。最后，仿真結果驗證了本文所提出的方法具有良好的穩態性能和動態性能。

[1]Rodríguez J，Lai J S，Peng F Z.Multilevel inverters：a survey of topologies，controls，and applications[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2002，49(4)：724-738.

[2]Rodríguez J，Bernet S，Wu Bin，et al.Multilevel voltage-source-converter topologies for industrial medium-voltages drives[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2007，54(6)：2930-2945.

[3]Kouro S，Malinowski M，Gopakumar K，et al.Recent advances and industrial applications of multilevel convertrs[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2010，57(8)：2553-2579.

[4]Wu C M，Lau W H，Chung H.A five-level neutral-point-clamped H-bridge PWM inverter with superior harmonics suppression：a theoretical analysis[C]//Proceedings of the 1999 IEEE International Symposium on Circuits and Systems，Orlando，FL，1999，5：198-201.

[5]Brückner T，Bernet S，Güldner H.The active NPC converter and its loss-balancing control[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2005，52(3)：855-868.

[6]Serpa L A，Barbosa P M，Steimer P K，et al.Five-level virtual-flux direct power control for the active neutral-point clamped multilevel inverter[C]//IEEE Power Electronics Specialists Conference(PESC)，Rhodes，2008：1668-1674.

[7]Hagiwar M，Akagi H.Control and experiment of pulsewidth-modulated modular multilevel converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2009，24(7)：1737-1746.

[8]Dixon J，Morán L.High-level multistep inverter optimization using a minimum number of power transistors[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2006，21(2)：330-337.

[9]Loh P C，Blaabjerg F，Gao F，et al.Pulsewidth modulation of neutral-point-clamped indirect matrix converter[J].IEEE Transactions on Industry Applications，2008，44(6)：1805-1814.

[10]Loh P C，Holmes D G，Fukuta Y，et al.Reduced common-mode modulation strategies for cascaded multilevel inverters[J].IEEE Transactions on Industry Applications，2003，39(5)：1386-1395.

[11]Gupta A K，Khambadkone A M.A space vector modulation scheme to reduce common mode voltage for cascaded multilevel inverters[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2007，22(5)：1672-1681.

[12]Rodriguez J，Pontt J，Correa P，et al.A new modulation method to reduce common-mode voltages in multilevel inverters[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2004，51(4)：834-839.

[13]Zhang Haoran，von Jouanne A，Dai Shaoan，et al.Multilevel inverter modulation schemes to eliminate common-mode voltages[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2000，36(6)：1645-1653.

[14]Kim H J，Lee H D，Sul S K.A new PWM strategy for common-mode voltage reduction in neutral-point-clamped inverter-fed AC motor drives[J].IEEE Transactions on Industry Applications，2001，37(6)：1840-1845.

[15]von Jouanne A，Dai Shaoan，Zhang Haoran.A multilevel inverter approach providing DC-link balancing，ride-through enhancement，and common-mode voltage elimination[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2002，49(4)：739-745.

[16]Rashidi-Rad N，Rahmati A，Abrishamifar A，et al.Reduction of common-mode voltage in an even level inverter by a new SVM method[J].International Journal of Advanced Computer Science，2012，2(9)：343-347.

[17]Renge M M，Suryawanshi H M.Five-level diode clamped inverter to eliminate common mode voltage and reduce dv/dtin medium voltage rating induction motor drives[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2008，23(4)：1598-1607.

[18]Wang Kui，Zheng Zedong，Li Yongdong，et al.Neutral-point potential balancing of a five-level active neutral-point-clamped inverter[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60(5)：1907-1918.

[19]Wang Chenchen，Li Yongdong.Analysis and calculation of zero-sequence voltage considering neutral-point potential balancing in three-level NPC converters[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2010，57(7)：2262-2271.

[20]Narimani M，Wu Bin，Cheng G，et al.A novel five-level three-phase PWM inverter for medium-voltage(MV) applications[C]//2014 16th European Conference on Power Electronics and Applications，Lappeenranta，2014，1-7.

Common-mode Voltage Reduction of High Voltage High Power Five-level Inverters

Guo XiaoqiangHe RanZhang Chunjiang

(Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan UniversityQinhuangdao066004China)

In this paper，anovel five level inverteris discussed.The operation principle is analyzed firstly.A new modulation strategy is proposed to suppress the common-mode voltage according to the switching states.The strategy is able to eliminate the common-mode voltage (CMV) and balance of the voltage over the capacitor.Finally，simulations and performance comparisons of the conventional and proposed modulation strategies are carried out in MATLAB/Simulink.The results verify the effectiveness of the proposed method.

Multilevel inverter，five-level inverter，common-mode voltage，pulse width modulation

2015-04-28改稿日期2015-12-20

TM464

郭小強男，1979年生，博士，副教授，IEEE Senior Member，研究方向為多電平變換器、光伏發電和微電網技術。

E-mail：gxq@ysu.edu.cn(通信作者)

賀冉男，1991年生，碩士研究生，研究方向為多電平變換器和光伏發電。

E-mail：1015612928@qq.com

國家自然科學基金(51477148)和河北省杰出青年基金(E2016203133)資助項目。