高頻隔離型電動汽車快速直流充電器研究

劉　闖　劉艷鵬　劉海洋　蔡國偉　何達成

(東北電力大學　吉林　132012)

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高頻隔離型電動汽車快速直流充電器研究

劉闖劉艷鵬劉海洋蔡國偉何達成

(東北電力大學吉林132012)

研究了一種新穎的高頻隔離型電動汽車快速充電直流變換拓撲結構，在傳統移相全橋變換器基礎上加入簡單的輔助網絡實現移相全橋ZVZCS，為確保滯后橋臂實現ZVS，將移相全橋ZVZCS結構與半橋LLC諧振電路通過共享滯后橋臂相結合構成混合全橋-半橋電路，變換器以串聯形式輸出，由PWM移相來控制。論述了為改善傳統移相全橋ZVS電路缺陷已提出的一些改進型結構，詳細分析了所提出的混合型變換器的工作原理和工作特性，最后研制了15 kW的實驗樣機，驗證了該結構的正確性和優越性。

移相全橋ZVS半橋LLC諧振電路混合全橋-半橋變換器電動汽車快速充電

0　引言

電動汽車因具有高效率及低排放的特點成為當前的研究熱點[1]。電動汽車發展的瓶頸問題是電動汽車快速充電技術?？焖俪潆娖饕蟪潆姽β蚀螅銬C-DC環節選擇移相全橋變換器，傳統的移相全橋電路采用移相控制方式，利用變壓器漏感與開關管寄生電容的諧振實現各開關管零電壓開斷(Zero Voltage Switch，ZVS)，效率高，且高頻軟開關提高了變換器功率密度，在中大功率應用場合備受青睞。但傳統的移相全橋變換器存在軟開關范圍窄、二次側占空比丟失、整流二極管上存在寄生振蕩以及一次側環流損耗大等缺陷，限制了變換器的進一步推廣[2]。

為了改善和消除傳統移相全橋ZVS變換器存在的缺陷，近年來國內外研究學者對其進行了深入研究，并提出了很多改進方案[3-16]。其中，移相全橋(Zero Voltage and Zero Voltage Switch，ZVZCS)電路因其超前橋臂實現ZVS、滯后橋臂實現ZCS而得到廣泛推廣。文獻[3，4]在傳統移相全橋ZVS變換器基礎上加入由一個電容和兩個二極管組成的輔助網絡構成移相全橋ZVZCS電路，本文基于雙輸出概念[13-16]，將移相全橋ZVZCS電路和半橋LLC諧振變換電路通過共享滯后橋臂結合起來，構成了高頻隔離型混合全橋-半橋DC-DC變換器。

本文首先總結了一些改進型移相全橋變換器，詳細分析了所提出混合變換器的工作原理和工作波形，分析了該變換器的工作特性，最后搭建了15kW工程樣機，驗證了該變換器的正確性及優越性，并給出了變換器參數以及實驗波形和結果分析。

1　改進型移相全橋ZVS變換器

1.1一次側串聯飽和電感電路[5]

一次側串聯飽和電感電路主要解決占空比丟失的問題，電路結構如圖1所示。

圖1　一次側串連飽和電感移相全橋ZVS變換器Fig.1　Saturable reactor seriesed in the primary side of the phase-shift full-bridge ZVS converter

飽和電感的電感值隨電流大小可變，非飽和時表現為大電感，飽和時表現為小電感，利用此特性有效減小了占空比丟失，但飽和電感工作在雙向磁化狀態，損耗較大。

1.2增加輔助電路

實現軟開關需要足夠的能量使開關管寄生電容充分放電，增加輔助網絡可改變能量，從而拓寬變換器ZVS的范圍。圖2為幾種主要的加輔助網絡的電路圖。

圖2a增加了LC輔助回路[6]；圖2b增加了一個電感和兩個電容；圖2c增加了LCD輔助回路，這3個輔助電路都能增大用于實現軟開關的能量，都在不同程度上拓寬了ZVS的范圍，但其能量都是無源不可控的。圖2d中滯后橋臂增加了有源開關管，構成了有源輔助回路[7]，但輔助開關管的導通時間是由所需的ZVS范圍設定，輔助能量的控制缺乏實時性。

圖2　增加輔助網絡移相全橋ZVS變換器Fig.2　Auxiliary circuits added in the Phase-shift full-bridge ZVS converter

1.3并聯自適應輔助網絡

為了讓輔助能量能夠實時跟蹤電路變化，文獻[8]提出了無源輔助能量自適應思想，其中典型的是電壓互補思想。

圖3a為帶耦合電感的自適應輔助電路[9]，利用耦合電感工作占空比與主變壓器工作占空比的互補關系，使得輔助電路能量隨負載變化進行自適應調節。圖3b為帶輔助變壓器的自適應輔助電路，加入了一個變壓器，一個電感和兩個電容。這兩個輔助電路的存儲能量是實時可變的。

1.4抑制二極管寄生振蕩電路

對于由變壓器漏感和整流二極管寄生電容諧振而發生的二極管尖峰電壓和寄生振蕩，圖4為幾種不同的抑制電路。

圖4a為RC緩沖電路，圖4b為RCD緩沖電路，圖4c為主動鉗位緩沖電路[10]，其原理都是在整流橋換流時二極管關斷，輔助電路吸收二極管振蕩能量，在不同程度上抑制了振蕩，但增加了額外損耗。圖4d為加鉗位二極管緩沖電路，當工作在CCM模式下時能有效消除振蕩，當工作在DCM模式時，二極管開關條件惡劣，可靠性降低。

圖3　并聯自適應輔助網絡的移相全橋ZVS變換器Fig.3　Self-adapting auxiliary circuits added in the Phase-shift full-bridge ZVS converter

圖4　二極管寄生振蕩抑制電路Fig.4　Snubber circuits to clamp oscillation for the secondary rectifier diodes

1.5移相全橋ZVZCS變換器[11]

移相全橋ZVZCS電路的超前橋臂實現ZVS原理與傳統移相全橋ZVS電路相同，其滯后橋臂實現ZCS是在一次電壓過零期間使一次電流置零來實現的。圖5為兩種移相全橋ZVZCS典型結構。

圖5　移相全橋ZVZCS電路Fig.5　ZVZCS-FB-PWM converter

圖5a為加飽和電感和隔直電容的結構，利用隔直電容電壓反加在漏感上使漏感電流置零，飽和電感的作用是防止漏感電流反向增大；圖5b中阻斷電容移到二次側，引入了主動開關管，一定程度上也消除了二極管寄生振蕩?？傊葡嗳珮騔VZCS變換器減小了占空比丟失，消除了一次側環流，提高了變換器效率。

1.6雙輸出DC-DC變換器

混合型雙輸出DC-DC變換器[13-16]更多地應用在大功率場合，其結構有PWM-PD(Phase Delay)、PWM-PS(Phase Shift)、PWM-FM(Frequency Modulation)以及PS-FM等多種類型[14]。文獻[13]中加入了由超前橋臂構成的半橋型LLC諧振變換器，使得超前橋臂上的開關得到全負載范圍內ZVS，同時LLC諧振變換器的輸出電壓能對一次電流達到復位功能。文獻[14]中介紹的雙輸出結構如圖6所示，其僅將全橋電路和諧振電路通過滯后橋臂組合，傳統移相全橋電路存在的主要缺陷并未得到解決，且其輸出相互獨立，變換器輸出特性并未提高。

圖6　雙輸出DC-DC變換電路Fig.6　Dualoutput converter based on PS-FM

本文在此基礎上提出的混合變換器在移相全橋電路二次側增加由電容和二極管構成的輔助電路，改善了傳統移相全橋變換器電路存在的主要缺陷，同時將雙輸出電路串聯輸出，提高了變換器的整體效率以及輸出性能。

2　新型混合變換器工作原理

本文所提出的混合變換器結合了移相全橋ZVZCS結構和半橋LLC諧振結構。圖7為該結構的主電路圖。

圖7　混合變換器主電路圖Fig.7　Circuit configuration of hybrid FB-HB converter

圖7中主電路由移相全橋ZVZCS變換電路和半橋LLC諧振變換電路組成，兩個部分串聯輸出；S1、S2構成超前橋臂，S3、S4構成滯后橋臂；C1～C4分別為開關管寄生電容；VD1～VD8分別為整流橋二極管；Llk1為變壓器TR1漏感；Llk2為變壓器TR2漏感；Lm為變壓器TR2勵磁電感；電容Cr為半橋LLC電路諧振電容；鉗位電容Cc、二極管VDh和VDc共同構成移相全橋二次側輔助網絡。

為分析電路的穩態工作模態，首先作如下假設：①所有開關管、二極管、電感、電容和變壓器均為理想器件；②輸出濾波電感Lo足夠大，輸出電流可視為恒流源；③開關管寄生電容C1=C2=Clead，C3=C4=Clag。電路在半個開關周期內一共可分為8個工作模態，其工作波形如圖8所示，圖中虛線圓圈部分細節波形圖如圖9所示。圖10為變換器半周期各模態的等效電路圖。

1)模態1(t0～t1)

移相全橋部分，S1和S4導通，一次側能量傳遞到二次側，變壓器漏感Llk1和鉗位電容Cc發生諧振，一次側諧振電流iLr1向電容Cc充電，整流橋輸出端電壓為(VCc+Vo1)，t1時刻，諧振電流iLr1降為零，二極管VDc關斷。此階段一次側能量通過電感Lo通路以及Cc和VDc通路共同傳遞給負載。諧振電流iLr1的諧振頻率為

圖8　變換器工作波形圖Fig.8　Operation waveforms of hybrid converter

圖9　圖8中的工作波形細節圖Fig.9　Operation detail waveforms of Fig.8

圖10　各模態等效電路圖Fig.10　Equivalent circuits for each operating mode

(1)

式中，n1=N12/N11。

半橋LLC諧振電路部分，S4導通，二次側二極管VD6和VD7導通，一次側向二次側傳遞能量。勵磁電感Lm上的電壓被鉗位至(-n2Vo2)，所以勵磁電流iLm線性下降，勵磁電感Lm不參與諧振，半橋LLC諧振頻率為

(2)

2)模態2(t1～t2)

移相全橋部分，S1和S4導通，諧振電流iLr1為零，二極管VDc關斷，由于二極管的單向導通性，負的諧振電流被阻斷，整流橋輸出端電壓為n1Vab，此時n1Vab>VCc(t1)，二極管VDh也處于關斷狀態，由于整流側到負載沒有通路，所以VCc保持恒定，此階段一次側能量僅通過電感Lo傳遞給負載。半橋LLC部分，S4繼續導通，狀態與模態1相同。

3)模態3(t2～t3)

移相全橋部分，t2時刻，S1關斷，一次電流ipri1從

S1支路轉移到電容C1和C2支路，C1充電，C2放電，VC1上升，VC2下降，一次電壓VAB線性減小，如式(3)所示，二次電壓同時也減小。半橋LLC部分，S4繼續導通，狀態與模態1相同。

(3)

4)模態4(t3～t4)

移相全橋部分，t3時刻，整流橋輸出電壓減小到諧振電容電壓VCc，此時二極管VDh導通，整流橋輸出電壓被鉗位到VCc，變壓器二次側折算到一次側的電壓與一次電壓之差加在漏感Llk1上，使得一次電流ipri1開始減小，此階段變壓器一次電壓VAB以幾乎相同的速率減小，而由于二次側鉗位電容VCc的存在，一次電流的下降較模態3變緩。一次電流和一次電壓可表示為

ipri1=n1iLo(t)cos(ωbΔt2)

(4)

(5)

半橋LLC部分，S4導通，狀態與模態1相同。

5)模態5(t4～t5)

移相全橋部分，t4時刻，寄生電容C2完全放電，VAB為零，開關管S2體二極管導通，S2開通實現ZVS，變壓器二次側折算到一次側的電壓全部加到漏感上，一次電流ipri1減小，速率增大。半橋LLC部分，S4導通，狀態與模態1相同。

6)模態6(t5～t6)

移相全橋部分，t5時刻，一次電流ipri1置零，整流二極管VD1和VD4關斷，一次側不再向二次側傳遞能量，電容Cc向負載提供能量，VCc開始減小。半橋LLC部分，S4繼續導通，狀態與模態1相同。

7)模態7(t6～t7)

t6時刻，半橋LLC電路一次電流ipri2與勵磁電流iLm相等，勵磁電感Lm電壓不再被鉗位，LLC電路一次側不再向二次側傳遞能量，t7時刻，S4關斷，此階段結束，該階段內，電容Cr與變壓器漏感和勵磁電感同時參與諧振，諧振頻率變為

(6)

對于移相全橋電路，VCc繼續減小，若VCc減小到零，則整流橋二極管會導通續流，為了使一個周期內輸入端傳遞更多能量，設計時使VCc維持在一定范圍內而不降為零。

8)模態(t7～t8)

t7時刻，S4關斷，對移相全橋部分，電容Cc繼續向負載供電。半橋LLC部分，S4關斷，諧振電流ipri2給C3放電、C4充電，整流二極管VD5和VD8導通，C3放電完成后，體二極管導通，為S3開通實現ZVS做準備。

3　所提出的混合變換器工作特性

3.1軟開關的實現條件

1)超前橋臂ZVS的實現

該混合型結構超前橋臂的ZVS是通過開關管寄生電容與變壓器漏感發生諧振而實現的，需滿足

Tdead>Δt1+Δt2

(7)

式中Δt1和Δt2由式(3)和式(4)得到。

2)滯后橋臂ZVS實現以及半橋LLC電路整流側ZCS實現

該混合型結構滯后橋臂ZVS通過半橋LLC諧振電路實現，其工作在諧振頻率條件下，且當諧振電流等于勵磁電流時，變壓器TR2一、二次側斷開，無能量傳輸，勵磁電流與負載無關，所以滯后橋臂可在全負載范圍內實現ZVS。此階段整流側二極管電流置零，二極管ZCS得以實現，消除了二極管反向恢復損耗和電壓振蕩。

3.2變換器串聯雙輸出

移相全橋ZVZCS電路與半橋LLC諧振電路輸出串聯，變換器整體的輸出通過移相全橋ZVZCS電路來控制。移相全橋ZVZCS電路輸出電壓為

Vo1=n1VdcD

(8)

式中，n1=N12/N11；D=2Ton/Ts。

對于半橋LLC諧振電路，當其工作在諧振頻率時，電壓增益恒定，與負載無關，其輸出為

(9)

式中，n2=N22/N21。所以變換器整體輸出為

(10)

隨著占空比D的不同，移相全橋輸出占總輸出的比重不同。由于輸出端串聯，半橋LLC變換器輸出電流隨移相全橋ZVZCS變換器輸出電流變化。

移相全橋變換電路和半橋LLC諧振電路的輸出功率分別為

P1?n1VdcDi0

(11)

移相全橋變換器和半橋LLC諧振電路的輸出功率占總輸出功率的比重分別為

(12)

本文提出的變換器應用在電動汽車快速充電裝置中，輸入電壓一般為760 V，輸出電壓200～500 V，設計中，半橋LLC電路固定輸出250 V(n2=0.66)，移相全橋部分輸出0～250 V(n2= 0.32)，故

(13)

低占空比時，半橋LLC電路傳輸能量多于移相全橋電路，變換器效率提高。

3.3移相全橋整流側輸出電壓

由于移相全橋電路二次側加入了由鉗位電容Cc和二極管VDh和VDc組成的輔助電路，整流側電壓被鉗位在(VCc+Vo1)，由文獻[4]得，整流側峰值電壓與占空比D有關

VR1-peak=nVdc(2-D)

(14)

整流側峰值電壓和占空比呈反比關系，通常為了提高變換器效率，會增大占空比D，這樣整流側峰值電壓減小，二極管應力減小，同時減小了一次側環流損耗[4]。

3.4移相全橋電路占空比丟失以及環流損耗

移相全橋二次側加入鉗位電容Cc，不僅使得在電路續流期間，Cc電壓加在變壓器漏感Llk1上，一次電流迅速降為零，大大減小了環流損耗，同時，鉗位電容Cc的存在鉗住了整流側電壓，改善了整流側電壓尖峰和振蕩，同時在一次電流置零后，鉗位電容Cc電壓繼續給負載供電，變換器二次側的占空比基本沒有丟失。

移相全橋變換器在二次側加入由一個電容和兩個二極管構成的輔助電路，鉗位電容Cc和變壓器漏感Llk1發生諧振，諧振電流會流過一次側，故電容Cc的選值特別重要，若參數設計不當，諧振電流可能會引起一次側尖峰現象，同時合理設計電容Cc取值，會有效鉗住整流側電壓VR1，在實際系統中要對電容Cc選值進行優化。

4　樣機參數和實驗結果分析

4.1實驗參數

為了驗證該混合型變換器的工作原理以及其優越性，設計并搭建了一臺15 kW的實驗樣機。電動汽車快速充電DC-DC接口，其輸入電壓為760 V，端口輸出電壓為200～500 V，其中設定移相全橋電路輸出Vo1為0～250 V，半橋LLC部分Vo2固定輸出250 V，變換器工作頻率為45 kHz，移相全橋諧振電路的諧振頻率fr1約為78 kHz，半橋LLC諧振電路的諧振頻率fr2約為 48 kHz。

該混合型電動汽車快速直流充電裝置實物圖如圖11所示，驅動部分采用DSP控制。表1列出了變換器的主要電路參數。

圖11　所提出變換器裝置實物圖Fig.11　Experimental prototype of proposed converter表1　電路主要元件Tab.1　Circuit components

參數數值移相全橋變壓器TR1漏感Llk1/μH35.26移相全橋變壓器鉗位電容Cc/μF0.33移相全橋濾波電感Lo/μH500移相全橋濾波電容Co1/μF30半橋LLC變壓器TR2漏感Llk2/μH16.4半橋LLC變壓器TR2勵磁電感Lm/μH384半橋LLC諧振變換器諧振電容Cr/μF0.66半橋LLC變換器濾波電容Co2/μF30

4.2實驗波形分析

實驗時，占空比D為0.75，以下實驗波形均是在輸入電壓760 V、輸出電壓500 V條件下測得。

圖12為輸入電壓760 V，在不同負載條件下(10%負載、30%負載、50%負載、滿載)，變換器超前橋臂和滯后橋臂的ZVS實現示意圖。

圖12　超前橋臂和滯后橋臂實現ZVS波形圖Fig.12　ZVS waveforms of leading leg and lagging leg

變換器的超前橋臂實現ZVS是依靠開關管寄生電容與變壓器漏感發生諧振，故其ZVS范圍與負載情況有關。從圖12中可看出，在10%負載時，由于負載電流較小，超前橋臂尚未實現ZVS，在30%負載時，超前橋臂處于ZVS臨界，在50%負載以及滿載時，超前橋臂完全實現了ZVS，說明該變換器超前橋臂有較寬的ZVS范圍。

變換器的滯后橋臂依靠半橋LLC諧振電路實現ZVS，半橋LLC諧振電路的橋臂實現ZVS與負載情況無關，故從圖12中可看出，該變換器滯后橋臂在10%負載、30%負載、50%負載以及滿載時，均可完全實現ZVS。

圖13為輸入電壓760 V，在不同負載條件下(10%負載、50%負載、滿載)，變換器開關管S3電壓波形以及變壓器TR1一次電流ipri1和變壓器TR2一次電流ipri2波形。

圖13　S3電壓波形以及ipri1和ipri2電流波形Fig.13　Waveforms of VAB and ipri1、ipri2

從圖13中可看出，在不同負載條件下，如若不考慮半橋LLC電路，變換器上半部分移相全橋電路由于二次側輔助網絡的加入，S3關斷之前，一次電流已經置零，滯后橋臂實現了零電流開通和零電流關斷。整個變換器的滯后橋臂在開關管關斷時，ipri1置零，僅流過半橋LLC諧振電路一次電流ipri2，大大減小了環流損耗。

圖14為變換器在50%負載和滿載條件下，移相全橋變壓器TR1一次電壓VAB以及整流側電壓VR1波形。由圖可看出，加入輔助諧振網絡后，整流橋電壓被鉗位在(VCc+Vo1)，無需額外吸收電路，另外，移相全橋電路存在占空比丟失的問題，且負載越重，占空比丟失越嚴重，從圖中可看出，50%負載時，占空比丟失約為5.8%，滿載時，占空比丟失約為9.1%，但相比于傳統的移相全橋電路，該變換器加入輔助諧振網絡后，二次側占空比丟失很小，一次側能量能更多地傳遞到二次側。

圖14　變壓器TR1一次電壓和整流橋電壓波形Fig.14　Waveforms of primary voltage VAB of transformer TR and rectifier voltage VR1

圖15為變換器滿載時，半橋LLC諧振電路變壓器TR2一次電壓、電流和二次電流波形。由圖可看出，半橋LLC諧振變換電路工作在諧振頻率下，在續流階段實現了滯后橋臂ZVS，整流側二極管工作在ZCS狀態。

圖15　TR2一次電壓、電流和二次電流波形Fig.15　Waveforms of primary voltage and current of TR2 and secondary current

圖16為所提出的變換器的整機變換效率曲線。由圖可看出變換器在整個負載范圍內具有較高的變換效率，變換器在負載為7.8 kW時，效率達到最大值98.29%。

圖16　變換器所測效率Fig.16　Measured efficiency of the proposed converter

實際系統中要實現快速充電，則變換器輸出電流一般要達到100 A，本文實驗驗證部分設計了15 kW的樣機來驗證所提出變換器的工作原理和優越性，可在本文實驗基礎上通過多模塊級聯或提高器件的耐壓耐流能力來實現大功率快速充電。

5　結論

本文研究了一種新穎的高頻隔離型電動汽車快速充電直流變換結構，結合移相全橋ZVZCS電路和半橋LLC諧振變換電路，構成滯后橋臂ZVS共享型混合全橋-半橋DC-DC變換器，分析了該變換器的工作原理和工作特性，為驗證結構的正確性與優越性，搭建了15 kW實驗樣機，并分析了實驗結果，該變換器超前橋臂有較寬的ZVS范圍，半橋LLC諧振電路使其滯后橋臂能在全負載范圍實現ZVS以及整流側ZCS，移相全橋電路二次側加入輔助諧振網絡，能夠在續流階段使得一次電流迅速置零，從而減小環流損耗，同時鉗住整流管電壓。輔助諧振網絡使一次側功率更多地傳遞到負載，且變換器輸出端串聯提高了變換器效率。該結構可廣泛應用于電動汽車快速充電領域，對電動汽車快速充電站的研究具有重要意義。

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[14]Chen Yu，Pei Xuejun，Peng Li，et al.A high performance dual output DC-DC converter combined the phase shift full bridge and LLC resonant half bridge with the shared lagging leg[C]//2010 Twenty-Fifth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，Palm Springs，CA，2010：1435-1440.

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[16]Yu Wensong，Lai J S，Lai W H，et al.Hybrid resonant and PWM converter with high efficiency and full soft-switching range[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27(12)：4925-4933.

Quick DC Charger for High-frequency Isolation Electric Vehicles

Liu ChuangLiu YanpengLiu HaiyangCai GuoweiHe Dacheng

(Northeast Dianli UniversityJilin132012China)

A novel quick charging DC converterfor high-frequency isolation electric vehicles is proposed in this paper.Based on traditional phase-shift full-bridge zero-voltage-switch pulse-width-modulation (PS-FB-ZVS-PWM) converter，a simple auxiliary circuit added in the secondary can provide zero-voltage-zero-current-switch (ZVZCS) conditions.To ensure the switches in the lagging leg operating at fully ZVS condition，the phase-shift full-bridge converter shares the ZVS lagging leg with the half-bridge (HB) LLC resonant converter，which constitutes the hybrid FB-HB circuit.The dual outputs of the converter are connected in series and the whole DC-output voltage can be regulated by the PWM phase-shiftcontrol.Specifically，in this paper，firstly，the paper summarizes some improved full bridge PS ZVS-PWM converters aiming at eliminate the drawbacks.Then the operation principles and characteristics of the proposed converter are illustrated in detail.In the end，the validity and superiority of the proposed converter are verified by a 15 kW experimental prototype.

Phase-shift full-bridge ZVS，half-bridge(HB) LLC resonant converters，hybrid full-bridge-half-bridge converter，electric vehicle quick charge

2015-01-08改稿日期2015-11-20

TM46

劉闖男，1985年生，博士，副教授，研究方向為能源互聯網柔性功率變換與空間無線電力傳輸技術。

E-mail：victorliuchuang@163.com(通信作者)

劉艷鵬男，1990年生，碩士研究生，研究方向為高頻直流功率變換技術。

E-mail：328339135@qq.com

國家自然科學青年基金(51307021)和吉林市科技計劃項目(201414002)資助。