實現全功率范圍能量壓縮的電流源諧振型等離子體驅動源

郝世強陳昌儀李武華顧小衛何湘寧

（1. 浙江大學電氣工程學院 杭州 310027 2. 浙江理工大學信息電子學院 杭州 310018）

實現全功率范圍能量壓縮的電流源諧振型等離子體驅動源

郝世強1陳昌儀1李武華1顧小衛2何湘寧1

（1. 浙江大學電氣工程學院 杭州 310027 2. 浙江理工大學信息電子學院 杭州 310018）

針對大氣壓介質阻擋放電材料表面處理應用，提出一種電流源諧振型等離子體驅動源。通過構建并-串聯結構的諧振網絡，在全功率范圍內實現單周期能量傳輸時間的壓縮，從而提高各個功率下的表面處理效果，并推導出一種判斷能量壓縮狀態在全功率范圍內穩定性的方法。然后，通過在逆變器上增加旁路輔助電容，建立電流旁路通路，從而實現開關管的零電壓開關，保證了電源高效運行，并推導出輔助電容的選取原則。最后，搭建了一臺350W電流源諧振型電源樣機，實驗結果驗證了理論分析的正確性，表明電流源并-串聯諧振型等離子體驅動源是一種適合于表面處理應用的有效方案。

介質阻擋放電 表面處理 能量壓縮 等離子體驅動源

0 引言

介質阻擋放電（Dielectric Barrier Discharge, DBD）是在兩個電極之間插入絕緣介質的一種放電形式，是產生低溫等離子體的重要手段。大氣壓下的介質阻擋放電已經廣泛應用于聚合物、玻璃和紡織物等材料的表面處理[1-3]。為介質阻擋放電提供所需高電壓的電源稱為等離子體驅動源，其輸出電壓峰值可高達20kV、頻率為10～50kHz[4,5]。在目前的工業應用中，等離子體驅動源通常采用高電壓比變壓器來實現升壓，變壓器漏感作為天然的諧振元件，與DBD容性放電負載構成LC串聯諧振網絡，開關器件IGBT或MOSFET組成逆變器向諧振網絡提供激勵電壓[4-6]。這類諧振電路結構簡單、發展成熟，并且可實現開關管的零電壓開關（Zero Voltage Switching, ZVS）[7-9]，但具有兩點不足：①無天然抗短路能力，在負載或變壓器短路時容易損壞開關器件；②輸出電壓、電流波形為簡單的正弦，使材料處理效果難以進一步提高。

為提高電源抗短路能力和材料處理效果，文獻[10]提出一種電流源并-串聯諧振型等離子體驅動源，如圖1所示。逆變器輸入側的串聯大電感可抑制短路故障時的電流上升率[11-14]。不同于LC串聯諧振，圖1a中的諧振網絡為四元件并-串聯結構，且有兩個諧振點，稱為CLLC并-串聯諧振網絡。將兩個諧振點分別設計于開關頻率和三倍開關頻率附近，可使流過放電負載的電流io發生畸變，在基波上疊加3次諧波分量，形狀如圖1b所示。每半周期Ts/2內放電氣隙兩端電壓vgap鉗位于放電維持電壓VT的時間稱為放電時間Δtdis，而LC諧振對應的正弦情況下的放電時間表示為Δtdis-sin。io波形的畸變改變了vgap波形，使放電時間由Δtdis-sin縮短為Δtdis。在相同功率和頻率下，減小放電時間稱為放電能量壓縮。文獻[10]證明了在大氣壓空氣中對聚合物的DBD表面處理過程中，能量壓縮可減小表面接觸角，提高表面能。其原因在于隨著放電時間的縮短，電源瞬時功率和放電電流幅值增加，使自由電子密度增大，從而加劇了物理化學反應。

圖1 實現能量壓縮的電流源諧振型等離子體驅動源Fig.1 Current-fed resonant plasma source with energy compression

驅動源的輸出功率會隨著處理速度、材料特性和其他工藝要求的變化而大范圍調節，然而文獻[10]對放電能量壓縮的研究僅限于額定功率下，因此有必要分析不同功率下的放電能量壓縮狀態。電源在整個功率變化范圍內維持相同能量壓縮狀態的能力稱為能量壓縮的全功率范圍穩定性。同時，驅動源需要實現開關管軟開關以保持高效運行，然而圖1a中電流源逆變器的每個開關管（S1～S4）均串聯一個二極管（VD1～VD4），使開關管的電壓、電流應力有別于傳統電壓源ZVS逆變器，其自身無法實現軟開關，且軟開關實現方法也尚未提出。

本文首先概述電流源諧振型驅動源的電路結構和工作原理，然后對諧振網絡的能量壓縮狀態在全功率范圍內的穩定性予以論證，并且詳細分析基于旁路輔助電容的電流源逆變器ZVS實現方法，最后通過實驗驗證了電流源并-串聯諧振型驅動電源可在全功率范圍內實現穩定的介質阻擋放電能量壓縮和可靠的開關管ZVS。

1 電流源諧振型驅動源系統架構

電流源諧振型等離子體驅動源由兩部分組成：電流源逆變器和CLLC諧振網絡，如圖1a所示。后續對能量壓縮穩定性和開關管軟開關的分析分別針對諧振網絡和逆變器。因此，這兩部分的電路結構和工作原理是后續分析的基礎。

電流源逆變器輸入側為幅值可調的直流電流源Iin，由前端Buck電路（圖1中省略）的輸出大電感提供[11]。調節Buck開關占空比可控制Iin幅值和輸出功率。串聯二極管VD1～VD4承擔諧振網絡施加在開關管S1～S4上的反向電壓。逆變器輸出方波電流，利用鎖相環技術調節開關頻率，使電路工作于弱感性狀態，即將逆變器輸出電壓vpri過零點超前于其輸出電流ipri過零點一小段時間，以減小諧振網絡向輸入側回饋的無功能量[12,15,16]。在鎖相環控制下，開關頻率取決于諧振網絡參數。如需大范圍調整頻率，需要改變諧振網絡的電容或電感參數。

CLLC諧振網絡包含四個諧振元件：并聯諧振電容Cp、串聯諧振電感Ls、變壓器勵磁電感Lm和放電負載等效電容。Ls由可調電感La和變壓器漏感Llk串聯組成（Ls=La+Llk）。變壓器一次、二次繞組繞在同一磁心柱上，以盡量減小漏感Llk。通過調節電感La的氣隙獲得所需的串聯電感Ls。變壓器磁心開制適當的氣隙以得到所需的勵磁電感Lm。

電流源逆變器為諧振網絡提供激勵電流，因此在分析諧振網絡的放電能量壓縮特性時將逆變器近似成理想方波電流源。而CLLC諧振網絡是一個具有容性輸入端口的網絡，因此在分析逆變器軟開關時可將諧振網絡等效成理想電壓源。

2 放電能量壓縮的全功率范圍穩定性

可調電感La的引入使CLLC諧振網絡產生了新的諧振點并構造出3次諧波環流通路，使得流過非線性放電負載的電流畸變為基波和3次諧波相疊加的非正弦波形[10]。因此，CLLC諧振參數的設計無法采用常規的諧振電路設計方法，如基波近似法和分段線性化法等[17-20]。文獻[10]以波形形狀為設計目標，采用一種“基波與3次諧波疊加近似法”計算出滿足能量壓縮要求的諧振參數。該方法僅適用于特定功率（如額定功率）下的參數設計，而本文則對該方法進行拓展，討論額定功率下設計出的諧振參數能否在其他功率下也保持相似的能量壓縮狀態，并推導出能量壓縮穩定性的判據。

2.1 基波與3次諧波疊加近似法

給定參數包括放電負載參數、額定輸出功率Po和額定工作頻率fs，待設計參數包括變壓器電壓比n、并聯諧振電容Cp、串聯諧振電感Ls和變壓器勵磁電感Lm。

首先，將原電路解耦成兩個線性子電路。兩個子電路分別是工作于開關頻率fs的基波等效電路和工作于三倍開關頻率3fs的3次諧波等效電路，如圖2a所示。放電負載由RC等效模型表示[15]。基波等效電路的輸入電流ipri1為原電路中電流ipri的基波分量。3次諧波等效電路的輸入電流和負載等效電阻均被忽略，并在其負載側插入3次諧波電流源io3，用以表示諧振網絡產生的3次諧波電流。

圖2 基波與3次諧波疊加近似法示意圖Fig.2 Diagram of fundamental plus third harmonic approximation method

然后，推導出所需放電時間對應的電壓、電流目標波形。目標波形由圖2b中的虛擬分段矩形電流io-v估計得出。假設io-v注入放電負載，在t0～t1時段內給氣隙電容充電，而在t1～t2時段內發生放電并產生輸出功率Po，t1～t2這段時間稱為虛擬放電時間Δtdis-v。用傅里葉變換提取io-v的基波分量io1和3次諧波分量io3，將io1和io3相加便得到目標輸出電流io波形。然后將目標電流io注入放電負載，得出目標放電時間Δtdis和負載兩端的目標輸出電壓vo波形，如圖2b所示。虛擬電流io-v、目標Δtdis、目標io和目標vo由Po、fs和Δtdis-v決定。將Δtdis-v無限趨近于零，得到的io和vo波形便是具有最小放電時間Δtdis-min的目標波形。圖2b中vo和io過零點的間距稱為目標過零點位移量Δtzs。為便于不同頻率下的分析，分別用Δtdis和Δtzs在半個周期Ts/2中所占的比例來表示這兩個時間，稱為放電時間比例kdis和過零點位移量系數kzs，kdis=2Δtdis/Ts，kzs=2Δtzs/Ts。

最后，將圖2a中兩個子電路線性疊加得到合成的輸出電流io和輸出電壓vo波形，并把該疊加波形逼近圖2b中的目標電流和電壓波形。用下面三個限制條件來保證波形逼近的準確性。

（1）功率條件。兩個子電路的功率之和等于給定功率Po，Po是關于ipri的函數，可表示為Po=f(ipri)。

（2）鎖相條件。鎖相環使電壓vpri和電流ipri的過零點相隔固定的時間差，因此子電路疊加得到的vpri和ipri過零點也必須相隔同樣的時間差。

（3）過零點位移條件。由兩個子電路疊加得到的輸出電流、電壓波形可計算出相應的過零點位移系數，稱為疊加kzs，其數值必須等于由目標電流和電壓波形計算出的過零點位移系數，稱為目標kzs。

上述三個條件可表示為關于n、Cp、Ls和Lm的三個方程，對其聯立求解，便得到設計結果。

2.2 能量壓縮穩定性判據

“基波與3次諧波疊加近似法”將電流源并-串聯諧振電路描述為兩個等效子電路在三個限制條件下的線性疊加。這三個限制條件不僅給出了參數計算方法，而且也為分析電路在不同功率下的能量壓縮狀態提供了途徑。

圖2a中的負載RC等效模型參數Ro1、Co1和Co3取決于功率Po[15]，因此用“基波與3次諧波疊加近似法”計算出的參數n、Cp、Ls和Lm只能在給定功率Po下實現所設定的放電時間，在其他功率下，用該方法不能直接描述放電時間。然而，逆向運用“功率條件”、“鎖相條件”和“過零點位移條件”可解決這個問題。這三個條件分別描述了電路的不同特性：“功率條件”描述了諧振網絡輸入電流ipri對功率Po的控制特性；“鎖相條件”描述了在負載等效電容隨功率變化的同時，鎖相環使得開關頻率fs變化的特性；“過零點位移條件”描述了疊加io、vo波形與目標io、vo波形的相似程度，疊加kzs與目標kzs的數值越接近，波形越相似。

電路在工作過程中同時進行功率控制和鎖相控制[12]，因此ipri和fs是相應的控制變量。“功率條件”和“鎖相條件”正是對這兩種控制過程的數學描述，因此，聯立這兩個條件，便可求得電路在各功率點的ipri和fs。換言之，將額定功率下計算出的n、Cp、Ls、Lm和在某一其他功率下計算出的Ro1、Co1、Co3代入“功率條件”和“鎖相條件”，聯立求解便得出該功率下ipri和fs的值。此時，“過零點位移條件”便是不同功率下能量壓縮情況的分析依據，具體如下：將前面計算出的ipri和fs代入兩個子電路中并疊加得到疊加kzs，將該疊加kzs與根據io-v估計出的目標kzs相比較，二者相差越小說明實際放電時間比例越接近于目標放電時間比例，實際能量壓縮程度也就越接近目標波形的能量壓縮程度。

現用上述方法舉例討論CLLC諧振網絡的能量壓縮穩定性。表1為電源給定參數，用“基波與3次諧波疊加近似法”分別在Δtdis-v→0和Δtdis-v→Ts/2時計算出可在額定功率下實現最小放電時間比例kdis-min和最大放電時間比例kdis-max的兩組諧振參數見表2。兩組設計結果中只有Ls不同。

表1 電源給定參數Tab.1 Given parameters of power source

表2 CLLC諧振網絡設計結果Tab.2 Design results of CLLC resonant tank

圖3 目標kzs和疊加kzs的一致性Fig.3 Correspondence between the targetkzsand the superposedkzs

根據表2中的兩組設計結果，分別計算出不同功率下的目標kzs和疊加kzs并連成曲線，如圖3所示。作為對照，將不同功率下由正弦目標電壓電流波形計算得出的過零點位移系數也繪于圖3中，稱之為目標kzs-sin。當Ls=35.6μH時，疊加kzs在整個功率范圍內都非常接近對應于kdis-min的目標kzs，并且遠離正弦目標kzs-sin。因此，各個功率下的實際放電時間都逼近相應功率下的最小目標放電時間，即在整個功率范圍內能量壓縮率始終接近最高值，維持了能量壓縮的穩定性。同理，當Ls=49.0μH時，疊加kzs也在整個功率范圍內非常接近對應于kdis-max的目標kzs，并且同樣遠離正弦目標kzs-sin，使得各個功率下的實際放電時間都接近其最大目標值，即能量壓縮率在整個功率范圍內穩定地逼近最低值。由此可見，用“基波與3次諧波疊加近似法”在額定功率下設計出的參數，能夠保證在其他不同功率下也實現與額定功率相近的能量壓縮程度，證明了放電能量壓縮的全功率范圍穩定性。

綜上所述，在全功率范圍內維持放電能量壓縮穩定性的條件可表示為

3 基于旁路輔助電容的零電壓開關

本文通過給電流源逆變器增加輔助電容來實現零電壓開關，其電路結構和主要波形如圖4所示。每個串聯二極管VD1～VD4并聯相同的輔助電容CVD1～CVD4，其容值遠大于二極管寄生電容，使本來流經二極管寄生電容的絕大部分漏電流流經CVD1～CVD4。在H橋正負極之間并聯輔助電容Cb，使橋臂換流時本來流過逆變器的絕大部分電流流經Cb。主回路中的電流在特定階段內被旁路到輔助電容支路中，因此Cb和CVD1～CVD4統稱為“旁路”輔助電容。圖4a中CS1～CS4表示開關S1～S4的寄生電容，虛線所標電容為VD1～VD4的寄生電容，其容值被CVD1～CVD4湮沒，后續分析將其忽略。為便于分析，CS1～CS4的容值統一記為CS，而CVD1～CVD4的容值統一記為CVD。

軟開關原理可用每個周期中的8個電路工作模態來解釋，由于電路對稱性，只需分析半周期[t0,t4]內4個工作模態，如圖5所示。

圖4 有旁路輔助電容的電流源逆變器及其主要波形Fig.4 Current-fed inverter with bypass auxiliary capacitors and its main waveforms

圖5 有旁路輔助電容的電流源逆變器工作模態Fig.5 Operation stages of current-fed inverter with bypass auxiliary capacitors

模態1 [t0,t1]：t0之前是開關管死區，驅動信號vg1～vg4均為高電平，S1～S4全部開通，輸入電流Iin經VD2、S2、S3和VD3支路注入諧振網絡。在t0時刻，S2和S3關斷，逆變器輸出電流ipri和流過開關管的電流iS2、iS3迅速減小，并轉移至寄生電容CS2、CS3和輔助電容Cb中，如圖5a所示。由于Cb＞＞CS2、CS3，流過Cb支路的電流iCb遠大于流過CS2和CS3的電流，即原來流過H橋并注入諧振網絡的電源電流Iin絕大部分被抽取到旁路電容Cb支路，只有很小的殘余電流流過CS2和CS3對其充電，因此S2和S3兩端電壓vS2和vS3上升緩慢，實現了開關管的零電壓關斷，如圖4b所示。同時，只有很小的電流流過CVD1和CVD4并對其放電，使其兩端電壓緩慢減小，當減為零時VD1和VD4開通，該模態結束。開關管關斷電壓上升率取決于Cb和CS的比值，該比值越大，關斷電壓上升越緩慢。

模態2 [t1,t2]：在t1時刻，VD1和VD4導通，電源電流Iin的流通路徑再次發生變化，Iin幾乎全部經VD1、S1、S4和VD4注入諧振網絡，如圖5b所示。為了使Cb不再抽取較大電流而影響諧振網絡工作，諧振電容Cp應遠大于旁路電容Cb。諧振網絡輸入電壓vpri在電源電流激勵下逐漸增大，如圖4b所示。Cb、CS2和CS3兩端電壓受vpri鉗位，vpri的增大在這三個電容上產生了位移電流并對其充電，但充電電流較小而不影響諧振網絡正常工作。CS2和CS3的充電電流分別流過VD2和VD3，直至vpri增大到峰值時停止，本模態結束。

模態3 [t2,t3]：在t2時刻，vpri增大至峰值，隨后逐漸減小。t2之前，vpri在CS2和CS3中產生流過VD2和VD3的位移電流，而在t2之后，CS2和CS3中的位移電流方向改變，流過輔助電容CVD2和CVD3，使VD2和VD3開始承受逐漸增大的反向電壓vVD2和vVD3，同時vS2和vS3逐漸減小，如圖4b和5c所示。S2（S3）和VD2（VD3）電壓之和等于vpri，因此vS2和vS3下降率小于vpri，當vpri減小為零時，vS2或vS3還未減小至零，如圖4b所示。在弱感性工作狀態下，鎖相環控制器檢測到vpri過零點后延時一小段時間Δt0才觸發S2和S3開通，從而結束該模態。若在本模態中vS2和vS3下降較慢，無法在Δt0內減小至零，開通過程便是硬開通；若vS2和vS3下降較快，在Δt0內減小為零，開通過程便是零電壓開通。vS2或vS3下降率由電容比值CVD/CS決定，因此為實現零電壓開通，旁路電容CVD1～CVD4需要取足夠大的值。假設電路中未加CVD1～CVD4，上述電容比值則取決于二極管寄生電容，該值往往很小而使本模態中S2或S3兩端電壓下降率很慢，如圖4b虛線電壓vS3所示，因此無法實現零電壓開通。

模態4 [t3,t4]：t3之前S2和S3兩端電荷已經被抽取完畢并使反并聯二極管導通，因此t3時刻S2和S3的開通不影響電路其余部分的工作狀態。直到t4時刻S1和S4關斷，此模態結束并且開始下半周期[t4,t8]。此后工作過程與上述模態1～4相似。

由上述4個模態可知，H橋上、下管直通時，Cb兩端電壓vbus為負，因此不會出現橋臂直通放電。

CVD的取值方法可由模態3分析得出。將模態3中vpri、vS3和vVD3的波形繪成圖6的形式，其中S3在vS3在減小為零時立即開通，稱為零電壓開通臨界情形。三個電壓滿足vpri=vS3+vVD3。圖6中ΔVS和ΔVVD分別為vS3和vVD3在模態3內的變化量，ΔVS等于vpri的峰值。Δt0在鎖相環控制器中設為定值[12]，而用文獻[10,12]的方法可得到vpri的數學表達式，因此ΔVS和ΔVVD可計算得出。CS3和CVD3在模態3內流過相同電流和電荷，所以存在關系為

圖6 零電壓開通臨界情況Fig.6 Critical condition of zero voltage turning on

式（2）稱為零電壓開通的臨界條件。為保證可靠的零電壓開通，CVD應大于由式（2）計算出的結果。

由模態1和2分析可得，Cb＞＞CS，Cp＞＞Cb，結合式（2）可知旁路輔助電容Cb和CVD應當滿足

由上述分析可知，零電壓開關的實現主要取決于輔助電容的取值，與電流、功率大小無關，因此所提出的方法可實現全功率范圍內的零電壓開關。

4 實驗驗證

根據表1和表2中的參數，搭建了一臺350W實驗樣機，分別對能量壓縮的全功率范圍穩定性和旁路輔助電容工作原理進行驗證。變壓器一次電壓、電流分別用探頭P5200A和CWT015測量，二次電壓、電流分別用探頭P6015A和20Ω串聯檢測電阻來測量，波形用示波器TPS2024記錄。

4.1 能量壓縮穩定性驗證

能量壓縮穩定性可從不同功率下的輸出電壓、電流波形上判斷。圖7為取電感Ls=35.6μH時分別在70W、205W和350W下測得的輸出電壓vo和輸出電流io波形及其諧波分析結果。負載發生放電時，io上會出現密集的微放電電流。測量半周期內微放電電流的持續時間，可得到放電時間Δtdis。三個功率下的Δtdis較為接近，即功率的改變并未使Δtdis發生太大變化，因此額定功率下實現的能量壓縮同樣存在于其他功率下，能量壓縮狀態具有穩定性。圖1b表明能量壓縮的實現是由于電流io上疊加了3次諧波分量，因此可用圖7所示的不同功率下vo和io波形的各次諧波含量來解釋能量壓縮穩定性：CLLC諧振網絡在不同功率下穩定地產生3次諧波電壓、電流分量，且其含量與基波分量的比值始終遠高于其他高次諧波，使得vo和io波形在不同功率下保持相似的形狀，而只在幅值上有所變化。因此，電壓、電流波形及其3次諧波含量的穩定性決定了能量壓縮的穩定性。負載等效電容隨功率增加而增大，使諧振頻率在功率調節過程中發生變化，而CLLC諧振網絡有四個諧振元件，與LC諧振網絡相比，大大削弱了功率變化對諧振頻率的影響，并使諧振網絡的頻率特性變化不大，保證了電源輸出穩定的3次諧波分量和電壓、電流波形，這便是能量壓縮穩定性的根本原因。

圖7 不同功率下輸出電壓和電流波形及諧波分析結果Fig.7 Waveforms and harmonic analysis results of output voltage and output current at different powers

能量壓縮穩定性可進一步從不同功率下的材料處理效果上判斷。表2中的兩組參數只有Ls不同，因而實驗樣機分別采用這兩個Ls值（35.6μH和49.0μH），在不同功率下對聚乙稀薄膜樣品處理0.6s，然后測量相應的水接觸角。作為參照，采用文獻[11]中的電流源并聯諧振電源實現正弦電流輸出，并在相同條件下處理聚乙稀樣品。圖8a分別給出了Ls=35.6μH和Ls=49.0μH以及在正弦輸出情況下水接觸角值隨功率的變化情況。圖8b給出了相應條件下測得的實際放電時間比例隨功率變化的情況，以及用“基波與3次諧波疊加近似法”估計出的各功率下的最大目標放電時間比例kdis-max和最小目標放電時間比例kdis-min。結合圖8a和圖8b可知，在額定功率350W下，當Ls=35.6μH時kdis從正弦情況的0.53壓縮到0.33，相應地使接觸角從66.7°減小為62.1°；相反地，當Ls=49.0μH時kdis從0.53拉伸到0.69，相應地使接觸角從66.7°增大為70.5°。由此表明，能量壓縮增強了表面處理效果，而能量拉伸削弱了表面處理效果。不僅如此，由圖8可知，各個功率下的能量壓縮或能量拉伸趨勢總保持與額定功率下相同，接觸角減小或增大的效果在全功率范圍內都穩定地存在。同時，當Ls=35.6μH和Ls= 49.0μH時，實測的kdis在全功率范圍內分別逼近目標kdis-min和目標kdis-max。因此，上述實驗結果證明了CLLC諧振網絡能夠實現全功率范圍內穩定的能量壓縮，在功率大范圍變化的場合始終能夠提升表面處理效果，同時也驗證了能量壓縮穩定性判據的合理性。處理效果隨時間衰退的特性將在后續研究中進一步探討。

圖8 不同電感Ls和功率Po下測得的水接觸角和放電時間比例Fig.8 Water contact angles and discharge time ratios measured with different inductanceLsand powerPo

4.2 零電壓軟開關驗證

電流源逆變器的有源開關S1～S4選用IGBT IKW15N120H3，其寄生電容CS=75pF左右，串聯二極管VD1～VD4選用快恢復二極管IDP18E120。根據式（3）給出的旁路輔助電容Cb和CVD的選取原則，取Cb=6.6nF（三支2.2nF電容并聯），CVD=2.2nF。在PSIM中對圖1的電路進行仿真，輸入電流Iin用理想電流源實現。圖9給出了額定功率下在增加旁路輔助電容前后逆變器的仿真和實驗波形，用以驗證旁路輔助電容在實現ZVS中的作用。圖9中的實驗波形逼近仿真結果。若無旁路輔助電容，開關管S3兩端電壓vS3在幅值減小時變化緩慢，不能緊跟著逆變器輸出電壓vpri減小而減小，使得S3開通時兩端尚有電荷存在，因此開通過程為硬開通；S3關斷使橋臂換流，ipri減小，同時vS3快速上升，因此關斷過程為硬關斷，如圖9a和圖9b所示。若電路中增加旁路輔助電容，vS3在幅值減小時其變化率接近vpri，S3開通時vS3已經減小為零，因此開通過程為零電壓開通；S3關斷使ipri減小為零，隨后vS3緩慢上升，因此關斷過程為零電壓關斷，如圖9c和圖9d所示。未加輔助電容時ipri的實際波形接近理想方波，而增加輔助電容后，由于Cb抽取了部分輸入電流，ipri的脈動增加，并且在ipri過零點附近多出了一小段電流近似為零的時期，這段時間對應于vS3的緩慢上升階段。因此，上述仿真和實驗結果與零電壓軟開關的理論分析相吻合。

圖9 軟開關仿真和實驗波形Fig.9 Simulation and experimental waveforms of soft-switching

5 結論

本文提出了一種可在全功率范圍內通過介質阻擋放電能量壓縮提升材料表面改性效果，同時具備可靠寬范圍軟開關能力的電流源CLLC并-串聯諧振型等離子體驅動電源。通過對電流源CLLC諧振電路進行分頻疊加描述，提出了一種放電能量壓縮在全功率范圍內穩定性的判斷方法，從而證明了CLLC諧振網絡所實現的放電能量壓縮效果在整個功率變化范圍內都穩定存在。同時，通過給電流源逆變器增設輔助電容，并依據簡單的參數設計原則選取電容值，便可構建電流旁路通路，實現開關管的零電壓開關和放電電源的高效運行。因此，電流源CLLC并-串聯諧振型等離子體驅動電源是一種適用于材料表面處理的有效方案。

[1] 章程, 邵濤, 于洋, 等. 納秒脈沖介質阻擋放電特性及其聚合物材料表面改性[J]. 電工技術學報, 2010, 25(5): 31-37. Zhang Cheng, Shao Tao, Yu Yang, et al. Characteristics of unipolar nanosecond pulse DBD and its application on surface treatment of polyimer films[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2010, 25(5): 31-37.

[2] 唐雄民, 王翠, 彭永進. 介質阻擋放電型臭氧發生器的一種等效模型[J]. 電工技術學報, 2009, 24(5): 220-224, 228. Tang Xiongmin, Wang Cui, Peng Yongjin. An equivalent model of dielectric-barrier discharge type ozonizer[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2009, 24(5): 220-224, 228.

[3] Fang Z, Lin J, Yang H, et al. Polyethylene terephthalate surface modification by filamentary and homogeneous dielectric barrier discharges in air[J]. IEEE Transactions on Plasma Science, 2009, 37(5): 659-667.

[4] Kogelschatz U. Dielectric-barrier discharges: their history, discharge physics, and industrial applications[J]. Plasma Chemistry Plasma Processing, 2003, 23(1): 1-46.

[5] Burany N, Huber L, Pejovic P. Corona discharge surface treater without high voltage transformer[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23(2): 993-1002.

[6] Wang C, He X. Preparation of hydrophobic coating on glass surface by dielectric barrier discharge using a 16kHz power supply[J]. Applied Surface Science, 2006, 252(23): 8348-8351.

[7] 劉軍, 石健將, 張仲超, 等. 具有最小電流峰值的電容濾波高頻高壓并聯諧振變流器[J]. 電工技術學報, 2009, 24(11): 83-88, 101. Liu Jun, Shi Jianjiang, Zhang Zhongchao, et al. Minimum peak current for high voltage high frequency parallel resonant converter with capacitive output filter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2009, 24(11): 83-88, 101.

[8] 陳武, 吳小剛, 蔣瑋, 等. 一種適用于新能源并網的諧振升壓變換器[J]. 電工技術學報, 2016, 31(8): 27-33. Chen Wu, Wu Xiaogang, Jiang Wei, et al. A step-up resonant converter for grid-connected renewable energy sources[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2016, 31(8): 27-33.

[9] 沈豫, 林國慶. 無極燈用多階高頻諧振變換器負載匹配的研究[J]. 電工技術學報, 2015, 30(12): 61-67. Shen Yu, Lin Guoqing. Study of load matching of multi-order high frequency resonant converter for electrodeless lamp[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2015, 30(12): 61-67.

[10] Hao S, Liu X, Li W, et al. Energy compression of dielectric barrier discharge with third harmonic circulating current in current-fed parallel-series resonant converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(12): 8528-8540.

[11] Chang L, Guo T, Liu J, et al. Analysis and design of a current-source CLCC resonant converter for DBD applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(4): 1610-1621.

[12] 常磊. 應用于塑料薄膜表面處理的電流源并聯諧振變換器[D]. 杭州: 浙江大學, 2013.

[13] Hao S, Zhang C, Guo T, et al. A current-fed asymmetric LLCC resonant converter for DBD applications[C]//29th Annual IEEE Applied PowerElectronics Conference and Exposition, Fort Worth, 2014: 873-878.

[14] 陳亦文, 邱琰輝, 何勇吉, 等. 儲能電感電流限定單周期控制單相電流型PWM逆變器研究[J]. 電工技術學報, 2015, 30(14): 311-319. Chen Yiwen, Qiu Yanhui, He Yongji, et al. Research on single-phase current mode PWM inverter of onecycle control strategy with limited storage inductance current[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2015, 30(14): 311-319.

[15] 陳增祿, 趙乾坤, 史強強, 等. 一種電網電壓過零點精確鎖相方法的研究[J]. 電力系統保護與控制, 2014, 42(8): 65-70. Chen Zenglu, Zhao Qiankun, Shi Qiangqiang, et al. Study on precise phase lock techniques used for grid voltage zero-crossing[J]. Power System Protection and Control, 2014, 42(8): 65-70.

[16] 杜佳瑋, 楊鵬, 史旺旺. 考慮頻率變化的基于DFT單相數字鎖相環的橢圓擬合方法[J]. 電力系統保護與控制, 2015, 43(10): 85-90. Du Jiawei, Yang Peng, Shi Wangwang. A novel single-phase digital phase-locked loop based on DFT considering frequency variation[J]. Power System Protection and Control, 2015, 43(10): 85-90.

[17] Guo T, Liu X, Hao S, et al. Analysis and design of pulse frequency modulation dielectric barrier discharge for low power applications[J]. Frontiers of Information Technology & Electronic Engineering, 2015, 16(3): 249-258.

[18] 劉軍, 郭瑭瑭, 常磊, 等. 高壓變壓器寄生電容對串聯諧振變換器特性的影響[J]. 中國電機工程學報, 2012, 32(15): 16-23. Liu Jun, Guo Tangtang, Chang Lei, et al. Effects of the parasitic capacitance on characteristics of series resonant converters[J]. Proceedings of the CSEE, 2012, 32(15): 16-23.

[19] 孫孝峰, 申彥峰, 李午英, 等. 交錯并聯雙向Buck/ Boost集成LLC諧振型三端口直流變換器[J]. 電工技術學報, 2016, 31(14): 165-175. Sun Xiaofeng, Shen Yanfeng, Li Wuying, et al. Interleaved bidirectional Buck/Boost and LLC integrated three-port DC-DC converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2016, 31(14): 165-175.

[20] Gilbert A J, Bingham C M, Stone D A, et al. Normalized analysis and design of LCC resonant converters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2007, 22(6): 2386-2402.

A Current-Fed Resonant Plasma Source with Energy Compression Over Full Power Range

Hao Shiqiang1Chen Changyi1Li Wuhua1Gu Xiaowei2He Xiangning1
（1. College of Electrical Engineering Zhejiang University Hangzhou 310027 China 2. School of Informatics and Electronics Zhejiang Sci-Tech University Hangzhou 310018 China）

A current-fed resonant plasma source is proposed for the atmospheric-pressure dielectric-barrier-discharge surface treatment. The energy transfer time in each period is compressed over the full power range by constructing a parallel-series resonant tank, which improves the surface treatment effects at different powers. A method for judging the energy compression stability over the full power range is also developed. And then, by adding bypass auxiliary capacitors in the inverter, the current bypass channels are established. Hence, the power device zero-voltage-switching and the inverter high- efficiency operation were achieved. The auxiliary capacitance selection principle is derived. Finally, a 350W prototype was built. The experimental results verified the accuracy of theoretical analysis. It is shown that the proposed resonant plasma source is an effective solution for the surface treatment.

Dielectric barrier discharge, surface treatment, energy compression, plasma source

TM46

郝世強 男，1988年生，博士研究生，研究方向為高壓等離子體驅動源和等離子體工業應用。

E-mail: sqhowe98@163.com

李武華 男，1979年生，教授，博士生導師，研究方向為大容量功率器件應用和高性能變流器拓撲。

E-mail: woohualee@zju.edu.cn（通信作者）

國家自然科學基金（51407156），浙江省自然科學基金（LY14E070009），浙江省科技廳公益技術應用研究計劃（2016C33018）資助項目。

2016-04-18 改稿日期 2016-05-19