全橋LLC變換器低壓輸出狀態的控制優化

李祥生

（深圳職業技術學院 機電工程學院，廣東 深圳 518055）

全橋LLC變換器低壓輸出狀態的控制優化

李祥生

（深圳職業技術學院 機電工程學院，廣東 深圳 518055）

通過分析某電源模塊低壓輸出時的異常工作狀態，確認低壓炸機的原因，由此對 LLC的驅動發波方式進行優化，給反向的諧振電流提供通路，避免MOS管的體二極管進入反向恢復狀態，減小低壓輸出時的開關損耗，從而消除低壓重載輸出時的炸機隱患．實驗證明，優化的控制方式不但能拓寬低壓輸出的安全范圍，解決滿載 walk in啟機的炸機問題，而且對 LLC變換器的直流增益曲線沒有影響，可直接使用原來的環路控制參數，軟件升級后無需新一輪的調試和測試工作．

全橋LLC；控制；低壓；反向恢復；直流增益

LLC諧振電路因其高的電能轉換效率和高功率密度，應用越來越廣泛. 然而在電源啟機、動態負載、過載、短路等工況下，很容易造成MOS管的過熱或者過壓失效，引起炸機．所以，為提升 LLC電路的可靠性，器件廠家開發了適用于 LLC專用的 MOS管，主要對體二極管的反向恢復特性，Qg 和 Coss等指標進行優化，從硬件上提高對異常工況的耐受能力．但是在低壓或者輕載輸出時，受到器件寄生參數的影響，軟開關條件被破壞，會出現效率降低甚至MOS管的過熱損壞問題，這就需要從控制方面入手加以解決，比如采用不同種類的間歇工作模式（burst模式）[1-4]，這些方法都是限制最小開關周期，保證MOSFET工作在ZVS狀態，通過增加驅動脈沖之間的間隔時間來減小輸出電壓，但是這會使輸出電壓的紋波和雜音等超標，不能被所有的應用場景所接受．根據文獻[5]的研究成果，業界主流通信電源中的LLC多沿用PFM和PWM混合控制，在PWM工作狀態可以進一步降低輸出電壓．文獻[6]分析了不同類型 PWM的優缺點，并提出了跟隨 PWM 控制方式，可在一定條件下實現 MOS管的 ZVS和整流二極管的 ZCS．為獲得所需的低輸出電壓，盡可能地縮小 PWM 的開關周期和占空比，這也就成了LLC炸機的一個主要原因．

在不增加環路參數調試和性能測試工作量的前提下，本研究通過對原有的PWM控制方式進行優化，使 MOS管仍工作于 ZVS狀態，解決某樣機測試過程中遇到的LLC炸機問題．

1 低壓輸出控制優化

1.1 低壓輸出故障分析

受到 LLC增益曲線限制，當開關頻率增至一定的數值后，再繼續增加開關頻率并不能顯著降低輸出電壓，所以某 12V電源模塊不得已采用了 PWM 模式以進一步減小輸出電壓．為保證低壓輸出特性，當開關頻率升高至某數值以后由單純的調頻工作模式進入到調頻+調寬模式（PFM+PWM），開關頻率達到設定的最高值則工作在單純的調寬模式（PWM）．圖 1（a）是該模塊所采用的LLC結構圖，開關管Sc和Sd所在橋臂只有調頻功能，驅動信號固定占空比50%，開關管 Sa和 Sb所在橋臂具有調頻和調寬功能，當開關頻率增加至設定值以后其占空比由固定值50%逐漸減小．圖1（b）是4個開關管驅動信號的時序圖，采用增減計數對稱PWM模式．

圖1 全橋LLC電路和驅動時序

該模塊在滿載140s walk in啟機（輸出電壓在 140s時間內由 0V緩慢增至 12V）實驗時炸機，而正常啟機從未出現過炸機現象．在前期的限流輸出測試中也曾發現：限流點低于0.4以后MOS管表面溫度過高，超過了器件的降額使用標準，這一問題一直沒有解決．

由以上2個現象推斷，此次故障應是低壓輸出時引起．在負載相同的情況下逐漸減小輸出電壓，并用示波器觀察 MOS管 Sb的驅動及其 DS間電壓，同時測量其表面溫度．當輸出電壓為 5.6V時，MOS溫度由47℃迅速升至68℃，為保護模塊迅速手動關機，雖沒觀察到 MOS管的最高溫度，但已能確認炸機原因．

圖2是關機前MOS管Sb的驅動、漏極電壓Vds和諧振電流IL的波形，可以發現Sa和Sb開始失去零電壓開通條件，進入硬開關狀態，此時驅動信號占空比約35%．

由圖 2可以發現，從調頻調寬橋臂的上管 Sa關閉到下管Sb開通之前這段時間內，諧振電流IL流經 Sb的體二極管，并且呈逐漸減小的趨勢．在驅動信號的占空比約為 35%時諧振電流恰好能夠減小到 0，此時 Sa/Sb的體二極管進入反向恢復狀態，Sa/Sb的漏極電壓 Vds迅速上升，Sa/Sb逐漸失去零電壓開通條件，當 Vds上升到母線電壓以后，Sa/Sb完全硬開通．這樣調頻調寬橋臂 MOS管的開通過程就增加了兩部分損耗：反向恢復損耗和硬開通損耗．以所用的 MOS管 INFINEON IPW65R080CFD為例，按照開關頻率為220kHz計算，則增加的開關損耗由以下3部分組成：

圖2 Sb的驅動、漏極電壓和諧振電流波形

1）反向恢復損耗：UPFC*Qrr*fs（手冊中給出Qrr=1μC，實際IF和dIF/dt都小于手冊數值，即便按照Qrr=0.1μC這部分損耗也有8.8W）；

2）MOS管外并電容引起開通損耗：100pF*（400V）2*220kHz=3.52W；

3）MOS管的 Coss引起開通損耗：135pF*（400V）2*220kHz=4.05W；

考慮到調頻調寬橋臂的 MOS管還有導通損耗和關斷損耗，因此當其驅動信號的占空比小于35%時，此橋臂 MOS管會因過熱而炸裂．由上述分析可知，炸機的直接原因是調頻調寬橋臂驅動信號占空比小于 35%時，上下管有相當長的時間同時關閉，諧振電流只能流經它們的體二極管，當諧振電流減小到0以后體二極管就會反向恢復，再次開通時就會造成硬開關，使開關損耗急劇增加．

1.2 發波方式優化

為避免 MOS管的體二極管出現反向恢復，可在體二極管反向恢復之前就發出開通信號將 MOS管的溝道導通，這樣當諧振電流減小到0以后，就會在 MOS管溝道內反向增加，開始后續的諧振過程．為達到此效果可將圖2中Sb驅動信號的上升沿移到諧振電流減小到0之前，相應的上管Sa的驅動信號上升沿前移相同的時間，即調寬橋臂驅動信號的上升沿往前移，因體二極管反向恢復的時刻并不固定，保險起見將上升沿移至本橋臂另外一開關管驅動信號的下降沿處（忽略死區時間），見圖3（a），這其實等效為調寬橋臂驅動信號往左移相，見圖3（b）．

考慮到這種移相方式受到 DSP增減計數發波的限制，調寬工作模式等效占空比最小只能到25%，為將滿足啟機和低壓輸出等工作狀態對小占空比的需求，可將原調頻橋臂的 Sc和 Sd向右移相，這樣可使兩個橋臂的相位向相反方向移動，能夠進一步減小等效的占空比，最小可到0，見圖 3（c）．

圖3 優化后的驅動信號時序

圖4 DSP的比較寄存器設置方式

由于4個MOS管都是零電壓開通，所以驅動信號的上升沿對發波的精度要求不高，可以使用DSP的比較寄存器CMPB生成的非高精度發波，而下降沿必須用 CMPA產生的高精度發波，以滿足模塊在雜音和紋波方面的控制需求．四路驅動信號所對應的比較寄存器觸發方式設置如圖4所示．

2 實驗結果

按照上述方法對 DSP的發波方式改進以后，需要進行2項驗證工作以后才能確認是否能在產品中推廣，首先是能否解決低壓輸出時的炸機問題，其次是不能對 LLC的控制環路產生影響，否則需要重新調整和驗證控制參數，工作量大，時間不允許．

首先使模塊工作到圖2的工作狀態，實驗結果見圖5（a），可看出MOS管Sa工作在零電壓開通模式，體二極管的反向恢復完全被消除，沒有出現硬開關現象，所以 MOS的表面溫度也沒有升高．按照輸出電壓從高到低的順序，測試了表1中11個工作狀態下4個MOS管的最高溫度，均不超過42℃．帶250A電阻負載140s 連續 walk in啟機， 滯后橋臂（原調頻橋臂）MOS溫度 62℃，超前橋臂（原調頻調寬橋臂）58℃，僅比滿載正常工作溫度高 10℃，炸機風險消除．

高壓輸入低壓輕載輸出對于 LLC變換器而言最嚴酷的工況，原因是勵磁電流太小， 不能完成 MOS管的零電壓開通．305VAC輸入，低壓10V輸出時，當輸出電流小于82A時滯后橋臂（原調頻橋臂）出現硬開通，實驗結果見圖 5（b）．但是由于開通電壓低于母線輸入電壓，且無體二極管反向恢復，硬開通損耗增加不大，在輕載14A輸出時硬開通MOS管的溫度僅比原調寬橋臂高約1℃（表2 ），仍在安全范圍之內．

在輸入母線電壓保持不變的情況下，在整個開關頻率范圍內針對不同負載掃頻觀察新發波方式下直流增益變化．從圖6典型的測試結果可以看出在純調頻狀態和調頻調寬狀態直流增益沒有變化，在純調寬狀態下新發波方式拓寬了直流增益范圍，能夠輸出更低的直流電壓．輕載時的純調寬狀態下，2種發波方式的增益都不單調．整體看來新發波方式沒有明顯改變 LLC的直流增益曲線，可以使用原來的環路控制參數．優化發波方式后，使用原控制參數對 LLC的環路性能進行測試，最終測試結果也驗證了這一結論．

圖5 移相工作狀態的電壓電流波形

表1 不同輸出電壓下原調寬橋臂MOS管表面溫度

表2 305VAC輸入低壓輸出MOS管表面溫度

圖6 不同負載下直流增益對比

3 結 論

重載和低壓輸出時，優化的移相發波方式可以消除原調寬橋臂 MOS管的體二極管的反向恢復工作狀態，能夠解決 MOS過熱炸機問題；在調頻態和調頻+調寬態的直流增益與原來采用的對稱發波一致，可以直接使用原來的控制參數，且不改變LLC的環路性能指標；在高壓輸入輕載低壓輸出時，優化的控制方式也不能滿足MOS管的ZVS條件，在滯后橋臂出現硬開通現象．

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Abstract: The paper analyzes the abnormal working state of a power module, and confirms the reason of MOSFET broken by experiments. Then the driving signals generation is optimized, which enables the reverse resonant current to go through the channel of MOSFET. It can avoid reverse recovery of the body diode of MOSFET, and decrease the switching loss substantially, thereby the MOSFET will not break at low voltage output state. The results show that the optimized control method can not only make the safe range of low output voltage wider, but also have no effect on the DC gain of LLC converter. Therefore it can be adopted by the mass production with the same control parameters as before, and the software update does not need a new round of parameter debugging and performance test.

Key words: full-bridge LLC; control; low voltage; reverse recovery; DC gain

Control Strategy Optimal Design of Full-bridge LLC Converter at Low Output Voltage

LI Xiangsheng
（School of Mechanical and Electrical Engineering, Shenzhen Polytechnic, Shenzhen, Guangdong 518055, China）

TM46

A

1672-0318（2017）05-0026-06

10.13899/j.cnki.szptxb.2017.05.005

2017-03-24

李祥生（1979-），男，山東青島人，博士，工程師，主要研究方向：新能源技術．