基于dsPIC數字控制的240 W AC/DC變換器研制*

俞 珊,徐志望

(1.福州大學至誠學院,福州 350002;2.福建睿能科技股份有限公司,福州 350003)

基于dsPIC數字控制的240WAC/DC變換器研制*

俞 珊1*,徐志望2

(1.福州大學至誠學院,福州 350002;2.福建睿能科技股份有限公司,福州 350003)

為了降低開關電源裝置的體積重量與成本,采用一款高性能dsPIC芯片實現240 W AC/DC變換器的數字控制。該變換器由Boost PFC電路和LLC諧振變換電路兩級電路構成,并通過數字控制技術整合了所需的模擬控制功能。通過制作原理樣機,實現整機變換效率大于92%,且運行在空載與20 A滿載下的實驗結果驗證了所提出的雙滯環自適應控制策略及其數字控制方式的可行性與合理性。

變換器;數字控制;功率因數校正;雙滯環;自適應

近年來,隨著市場對高頻開關電源需求日益嚴格,AC/DC開關電源朝著高功率因數、高變換效率和高功率密度以及小型化、模塊化、智能化發展[1]。傳統的模擬控制技術為提高性能指標,需要大規模增加控制電路,從而增加了電路的復雜性,降低了電源的可靠性和穩定性,已不能適應時代的需求。

隨著數字處理芯片的迅猛發展,數字控制技術在高頻開關電源中得到日益廣泛的應用。與傳統的模擬控制技術相比,數字控制技術不僅在控制策略實現方式的靈活性、產品的一致性與可靠性、產品開發周期與更新換代上,都具有明顯的優勢[2-4]。同時,采用數字控制技術還可以大幅度地減少元器件的數量與PCB尺寸,從而降低產品的體積重量與成本。

1 系統架構

基于dsPIC數字控制的AC/DC變換器系統架構,如圖1所示。它主要由輸入整流濾波電路、PFC功率因數校正電路、直流母線電容CBus、DC/DC直流變換電路以及兩塊dsPIC數字控制芯片構成。

圖1 基于dsPIC數字控制的AC/DC變換器系統架構

PFC功率因數校正電路將輸入正弦交流電轉換為直流電,并以高功率因數維持輸入電流的正弦化,使終端用電設備獲得最大的有功功率,從而提高供電系統的電能利用率[5-6]。在中、大功率應用場合,通常采用工作于CCM電流連續模式下的Boost PFC電路來實現穩壓功能與高功率因數。

在后級DC/DC直流變換電路拓撲的選取上,由于LLC諧振變換器可以在全負載范圍內實現原邊開關管的零電壓開通以及副邊二極管的零電流關斷,有效降低開關損耗與電磁干擾,成為高頻高效開關電源的優選電路拓撲[7-9]。

在數字控制電路芯片選擇上,本文采用高性能、高集成度的16位數字信號控制芯片dsPIC33FJ16GS502分別控制Boost PFC電路與LLC諧振變換電路兩級功率電路,并實現原副邊之間的電路通信。dsPIC33FJ16GS502芯片是由Microchip公司出品,運行速度高達40 MIPS,具有多個PWM發生器,10位ADC采樣通道和高速比較器等,適用于數字化高頻開關電源中。

圖2 基于dsPIC數字控制的Boost PFC電路框圖

2 系統設計

2.1 Boost PFC電路

基于dsPIC數字控制的Boost PFC電路框圖,如圖2所示。其中,BD1～BD4構成輸入整流橋,L1為Boost電感,S1為功率場效應管,D1為整流二極管,CBus為Bus母線電解電容,Rs為電流采樣電阻,控制芯片IC1采用前述的16位數字信號控制器dsPIC33FJ16GS502,驅動芯片IC2采用TI公司的驅動芯片UCC27524。Boost PFC控制電路由電壓反饋外環和電流反饋內環構成。其中,電壓反饋外環起到調節和穩定直流母線電壓的作用;電流反饋內環使得輸入電流波形與輸入電壓波形保持跟蹤性能,從而實現高功率因數PF與低諧波失真度THD[10-11]。

如圖2所示,Boost PFC控制電路需要采樣輸入電壓uin、電感電流iPFC和直流母線電壓UBus,作為數字控制算法的3個重要輸入參數。Kf、Ks和Kd分別是相對應的增益系數,可通過Mathcad數學軟件計算得到。

通過對輸出電壓采樣信號KdUBus與電壓參考基準Vref進行比較,得到的誤差量Vd,作為電壓反饋外環的輸入。電壓外環通過環路計算得到的輸出K1、輸入電壓采樣信號Kfuin和輸入電壓平均值Vacavg共同構成乘法器的輸入量,乘法器的輸出為電流基準信號Iref。

通過對PFC電流采樣信號KsiPFC與電流參考基準Iref進行比較,得到的誤差量Id,作為電流反饋內環的輸入。電流內環通過環路計算得到的K2輸出給PWM模塊,保證了電感電流iPFC跟隨電流參考基準Iref的變化過程。Boost PFC功率電路模型可以通過空間狀態平均法建模得到,電壓外環與電流內環的環路參數可以通過MATLAB建模仿真設計,并可通過SIMetrix軟件驗證。

如圖3所示,由于電感電流iPFC在場效應管S1的開關瞬間存在電流毛刺尖峰,故應該避免dsPIC芯片在S1開關工作的瞬間對電感電流進行采樣,否則將造成電路的不穩定工作。因此,通常可以在電感電流的上升沿中點A或下降沿中點B進行AD采樣,即采樣電感電流平均值。

圖3 電感電流iPFC采樣示意圖

然而,在AC/DC PFC的應用環境中,開關S1的占空比在一個工頻周期內變化很大。當占空比非常小或者非常大,電感電流采樣仍然會受到開關噪音的干擾,從而影響采樣的準確度。為了適應該工作環境,可以在上升沿中點A和下降沿中點B分別采樣,并取其兩者的平均值后作為電感電流采樣值,即:

(1)

2.2 LLC諧振電路

基于dsPIC數字控制的半橋LLC諧振電路框圖,如圖4所示。其中,Q1、Q2為原邊半橋功率場效應管,Cr1、Cr2為諧振電容,Lr為諧振電感,Lm為諧振電感,T為高頻變壓器,Dr1、Dr2構成副邊全波整流電路,Cf為輸出濾波電容。控制芯片IC3采用前述的16位數字信號控制器dsPIC33FJ16GS502,驅動芯片IC4采用Silicon Labs公司的隔離驅動芯片Si8233,從而實現LLC諧振變換器靈活與可靠的數字控制。

圖4 基于dsPIC數字控制的半橋LLC電路框圖

由于場效應管、二極管、高頻變壓器等功率器件中寄生電容的客觀存在,將導致LLC變換器諧振網絡元件參數的改變,其等效電路如圖5所示。圖5中,Ceq為等效寄生電容,Rac為等效輸出負載。

圖5 考慮寄生電容的LLC等效電路

根據拉氏變換,可推導出輸出/輸入傳遞函數:

(2)

進行歸一化處理后,則可得到考慮寄生電容Ceq的LLC變換器輸出電壓增益M的表達式,如式(3)所示。

(3)

式中:電感系數k=Lm/Lr,歸一化頻率fn=fs/fr,fs為開關頻率,fr為諧振頻率,電容系數Cn=Ceq/Cr。Q為負載系數,從空載(Q=0)開始隨著負載加重而增大。

為了直觀體現寄生電容Ceq對LLC變換器輸出電壓增益M的影響,本文通過一個仿真實例進行分析說明。根據經驗參數,Ceq一般為皮法數量級,假設Ceq為500 pF,諧振電容Cr為30 nF,電感系數k為5,諧振頻率fr為105 kHz,通過Mathcad軟件,得到不同負載系數Q下的增益曲線,如圖6所示。

圖6 LLC輸出電壓增益曲線

由圖6可知,由于寄生電容Ceq的存在,使LLC變換器輸出電壓增益曲線新增一個諧振頻率點,從而使得LLC在相對高頻工作條件下出現輸出電壓增益失真現象。這將導致在空載Q=0或輕載條件下,變換器會因為沒有合適的閉環工作頻率點,輸出電壓出現不穩定或失控過壓等現象。

為了保證LLC諧振變換器在不同負載條件下均能實現穩態高效變換和動態快速響應的優良性能控制[12-15],dsPIC數字控制電路采用一種新穎的雙滯環自適應控制策略,其控制示意圖如圖7所示。

圖7 雙滯環自適應控制示意圖

首先,dsPIC數字控制芯片對負載電流Io進行AD采樣,然后通過電流滯環比較,判斷變換器是否進入輕載間歇運行模式范圍。當負載電流Io降低至電流滯環下限值IoL時,由于LLC變換器通過閉環控制已無法得到合適的閉環工作頻率點,輸出電壓Uo將逐步升高至電壓紋波上限值UoH,控制芯片關閉PWM驅動信號。當Uo逐步降低至間歇控制模式的電壓滯環下限值UoL時,啟動PWM驅動信號,施加的開關頻率為諧振頻率fr;當Uo上升至電壓滯環上限值UoH時,再次關閉PWM驅動信號,如此往復。在此期間,若芯片IC3檢測到負載電流Io上升至電流滯環上限值IoH時,則變換器離開間歇控制模式,回到輸出電壓閉環控制模式。

通過對負載電流Io進行滯環比較控制,可避免變換器在閉環控制模式和間歇控制模式之間頻繁切換,導致變換器出現不穩定工作狀況。在間歇控制模式的Ton時間內,給變換器施加頻率為諧振頻率fr的PWM驅動信號,使LLC在每個間歇開關周期TBurst內只有最先開通的開關管是硬開關開通,之后的每個開關周期均可實現軟開關,從而實現了輕載效率的優化;同時,通過采用輸出電壓滯環限定邏輯(UoH?UoL),可在全負載范圍內將輸出電壓紋波限定在產品規格要求范圍之內。

3 實驗驗證

本文完成了一臺基于dsPIC數字控制的240W AC/DC變換器的實驗樣機制作,樣機的基本電氣規格參數如下:輸入電壓uin為90 V～264 V AC,輸入頻率fin為47 Hz～63 Hz,整機變換效率>92%,輸出電壓Uo為12 V DC,輸出電壓紋波ΔUo為120 mV,最大輸出電流Io_max為20 A。樣機的關鍵電路元件參數與型號如表1所示。

表1 樣機關鍵電路元件參數與型號

圖8、圖9分別給出了實驗樣機在120 Vac/50 Hz輸入電壓和240 W滿載輸出工作條件下的關鍵波形。從圖8所示的Boost PFC變換電路關鍵波形可知,PFC電感工作在CCM電流連續模式下,功率場效應管S1的開關頻率為90 kHz,直流母線電壓為 400 VDC,與設計目標吻合。樣機的輸入電流iin除了圖8(c)中虛線圈中所示的存在過零畸變之外,基本與輸入電壓uin保持同頻同相,且其功率因數PF值高達0.999、總諧波失真度THD<4%,充分體現了變換器高功率因數與低諧波失真度的優良性能。

圖8 Boost PFC變換電路關鍵波形

圖9 半橋LLC諧振變換電路滿載下關鍵波形

從圖9所示的半橋LLC諧振變換電路關鍵波形可知,功率場效應管Q2的漏源極電壓uDS在驅動電壓uGS上升沿到來之前,就已經下降至零;副邊整流二極管Dr2電流在二極管關斷之前就下降為零。因此,半橋LLC諧振變換電路的原邊功率場效應管實現了零電壓開通(ZVS),副邊整流二極管實現了零電流關斷(ZCS),充分體現了變換器高變換效率與低電磁干擾度的優良性能。

圖10給出了實驗樣機在空載條件下的關鍵波形。從圖7可知,通過采用雙滯環自適應控制策略,樣機在空載下的輸出電壓紋波ΔUo的峰峰值為106 mV,滿足樣機±0.5%的電壓紋波穩態要求。同時,采用Chroma功率分析儀66202測量原理樣機的變換效率可知,在額定輸入電壓120 Vac/50 Hz下、滿載與半載的整機效率分別達到93.2%和92.6%,滿足樣機工程規格要求。

圖10 原理樣機空載關鍵波形

4 小結

針對開關電源數字化控制的應用要求,本文以dsPIC33FJ16GS502為數字控制芯片實現雙滯環自適應控制策略,并制作了一臺240 W AC/DC 變換器樣機。樣機實驗結果表明,采用dsPIC數字控制技術的AC/DC變換器具有高功率因數、高變換效率、低輸出電壓紋波等優點,可廣泛應用于各種中大功率變換場合。

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ImplementationofDigitalControl240WAC/DCConverterBasedondsPIC*

YUShan1*,XUZhiwang2

(1.Zhicheng College,Fuzhou University,Fuzhou 350002,China;2.Fujian Raynen Technology Co.,Ltd.,Fuzhou 350003,China)

In order to reduce the size and cost of switching power supply,a digital control 240W AC/DC converter using a high-performance dsPIC is presented. The converter consists of single Boost PFC and LLC resonant DC/DC converter,and integrates the required analog control functions via digital control technology. The experimental prototype achieves the conversion efficiency greater than 92%,and the experimental results under no-load and 20 A full load conditions verify the feasibility and rationality of proposed dual hysteresis adaptive digital control strategy.

converter;digital control;power factor correction;dual hysteresis;adaptive

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.05.017

項目來源:福建省教育廳基金項目(JA14356)

2016-07-16修改日期2016-11-25

TM46

A

1005-9490(2017)05-1135-05

俞珊(1984-),女,碩士,漢族,福建莆田人,福州大學至誠學院,講師,工學碩士,主要研究方向為電力電子變流技術、電力電子高頻磁技術,shanfzu@sina.cn。