WCDMA下行信道的時隙同步及頻偏補償算法研究*

余景盼,萬國金,冷若蘭,虞貴財

(南昌大學信息工程學院電子信息工程系,南昌 330031)

WCDMA下行信道的時隙同步及頻偏補償算法研究*

余景盼,萬國金*,冷若蘭,虞貴財

(南昌大學信息工程學院電子信息工程系,南昌 330031)

WCDMA作為成熟的移動通信技術衍生出多種類似的通信系統。為改善低信噪比及大頻偏環境下的系統時隙同步性能。分析基于傳統分段非相干累加方法在該環境下的應用局限性,使用一種基于頻偏補償與時隙同步相結合的增強時隙同步算法,仿真證明該算法可以有效提高系統的時隙同步性能。并提出基于變補償頻率步長與相干累加時隙長度相結合的頻偏精補償方案,仿真證明在低信噪比下可快速使頻偏范圍收斂至6 Hz以內。對實際空口采集數據進行處理,驗證完成了小區搜索的過程。

WCDMA;小區搜索;頻偏補償;時隙同步;匹配濾波

近年來獨立于WCDMA系統的第3方探測系統逐漸成為了研究熱點,為使各類終端穩定接入至WCDMA系統中,小區搜索是最先要處理的問題。WCDMA是典型的異步系統,終端設備需經過時隙同步、幀同步、主擾碼識別來完成小區搜索,最終達到與基站的同步目的[1]。時隙同步是指獲取系統數據鏈路的時隙起點位置的過程,其本質基于最大似然法則判決,利用在主同步信道(P-SCH)中發送的主同步序列(PSC)的強自相關及互相關性[2],通過本地匹配濾波器與捕獲的信息流進行相關來實現同步。在信噪比較低的情況下,可以通過增加相干累加長度的方式來平滑噪聲的影響。但一些場合下接收機本地振蕩器的偏差可能達到10×10-6量級,頻偏可大至20 kHz,這使得相干累加的增益減小,因此需要減小相干累加長度,使用時隙分段方式進行非相干累加[3]。顯然當信道同時處在大頻偏低信噪比的環境下,簡單的累加方式之間的矛盾會影響最終的時隙同步結果。所以獲得更精確的頻偏補償及有效克服噪聲的影響是獲得良好的時隙同步性能的關鍵。

本文通過一種基于頻偏補償[1,4]與時隙同步相結合的方法增強時隙同步的準確性,同時研究基于變掃頻步長[5]與變相干長度相結合的頻偏補償算法,獲得準確的頻偏補償。

1 WCDMA下行鏈路同步信道(SCH)

WCDMA系統在其下行鏈路中連續發送同步信道(SCH),如圖1所示,為WCDMA系統同步信道的組成結構[6]。

圖1 WCDMA系統同步信道的結構

圖1中的acp為輔助時隙同步的PSC序列,根據3GPP協議[2]構造過程如下:

u=

=(1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,1)

v=(1,1,1,-1,-1,1,-1,-1,1,1,1,-1,1,-1,1,1)

通過kronecker積形式,PSC碼表示為:

Cpsc=(1+j)×(v?u)

2 時隙同步算法研究

2.1 時隙同步算法

空中接收的信號經處理后得到基帶數據流{r},其中傳輸的PSC序列表示形式為:

rpsc(i)=β·SPSC(i)·exp[j(2πfTci+φ)]+n(i)
i∈[0,255]

(1)

式中:β為PSC序列的增益,SPSC代表系統的PSC序列,f是基帶數據的頻偏,φ表示起始相位,系統下行鏈路單個符號的時間Tc=10-6/38 400 s,n(i)=a(i)+j*b(i)表示PSC以外的噪聲,在PSC良好的相關特性下,將其統一視為為高斯白噪聲。通過一個匹配濾波器將接受到的數據與本地的PSC序列進行相關匹配。基本單位匹配濾波器的結構為[1]:

(2)

為提高匹配濾波輸出信噪比,常采取時隙相關模累加的方式。基本框圖如圖2所示[7]。

圖2 時隙同步實現框圖

2.1.1 頻偏及噪聲對傳統算法的影響

為克服頻偏f的影響,已有的研究將單個匹配濾波器分為M個小段,不考慮噪聲,式(1)代入式(2)分段可得輸出模值[3]:

(3)

隨著M的增加,C受到頻偏的影響減小。傳統單位匹配濾波器采用四分段或二分段的結構。但單位匹配濾波器輸出經過M分段,對噪聲的平滑作用降低[4]。實部虛部獨立服從高斯分布a,b～N(0,δ2),總長度N經過單時隙M分段,時隙數為Nt,L=N/(MNt)為相干累加的單位長度,最終累加的輸出相關值信噪比增益[8]為:

(4)

增益主要由L決定,根據3GPP相關協議[9],通過信道模擬進行實際的對比,在信噪比為-18 dB時,幾種累加方式的對比如圖3所示。

圖3 -18 dB時幾種累加方式增益對比圖

觀察圖3中下方四條曲線,時隙間非相干累加情況下,相同累加時隙數時,分段數M每增加一倍,增益就減小約3 dB,且隨著累加時隙數的增加,其增益近似不變。因此同時處在大頻偏低信噪比的環境下,傳統的對時隙進行分段的方式,性能降低,不能完全滿足要求。

2.1.2 頻偏補償時隙同步算法研究

(5)

在該頻偏補償算法中,精補償階段繼續使用式(5),這使得精補償頻率的判決準確率比較低。而準確的精頻偏補償,可以將頻偏約束在更小的范圍,有利于提高后續過程的性能。

2.1.3 改進型的分級頻偏補償算法

匹配濾波使用最大似然法判決。基于頻偏補償的時隙同步,即系統在各頻偏補償值下的累加輸出Cl按照最大似然法的擇大判決過程。兩路經過頻偏補償的序列,頻率補償值分別為fc1=fs·l0,fc2=fs·(l0+1),對二路數據累加模值進行判決,似然函數為:

(6)

(7)

Ns分別取1、4、16、64作出各情況的衰減對比如圖4所示。

圖4 多時隙相干累加模衰減比例對比圖

采用一個時隙相干累加(傳統方法)法時,精頻偏補償階段以100 Hz為補償步長,每個樣點的輸出累加模衰減比例幾乎一樣,性能受限。在改進的算法中,隨著時隙相干累加數的增加,衰減比例區別明顯,即dl變大。令衰減后的累加模與理論上的累加模的例關系為Cα=αC,根據式(2.7)計算可得α=0、1/2時的頻偏fα0、fα1如表1所示。

表1 多時隙相干累加頻偏敏感度表

利用這種隨著累加時隙數增加而提高的敏感度,調整每次補償時判決的分辨率。粗頻偏補償階段的模型沿用式(5),改進的精頻偏補償采用四次冪梯度變化的步長和相干累加時隙數,迭代步長為本次頻偏范圍的1/4,等于下一次的頻偏范圍。表1中Ns=4、16、64值時所對應的fα0值即為第2、3、4次精頻偏補償時的頻偏范圍。改進性的精補償模型如下:

(8)

3 算法性能分析

依據3GPP 25.141協議[9],使用信號源Agilent E4438C產生Downlink →Test Model 1測試數據模型1,經過高速數據采集卡(PXI-20612),并行2路20 MHz采樣存入計算機加入頻偏,通過MATLAB進行下一步處理。改進的頻偏補償算法為精頻偏補償部分,完成補償后同時完成了時隙同步的目的。流程圖如圖5所示。

取粗補償步長為fs1=1 500 Hz,總步數2l+1=27。根據表1中各相干累加長度下的衰減關系,精頻偏補償步長為fs2=fs1/4k+1,k∈[0,K-1],K=4,數據{r}先進入粗補償部分,得到粗判決補償f1及在該判決下的時隙位置L1,f1進入補償累計部分,此時累計補償為f=f1。輸入{r}經過上一次的累計補償f的頻移后得到{rc},對{rc}繼續進行精補償,在取模和累加模塊中,根據此時k的值對總數為64個時隙長度的相關值進行累加,操作為:將64個時隙按每小段4k個時隙分為64/4k個分段,然后每個分段進行相干累加取模,分段之間的模進行累加。每次精補償輸出判決為f2,同時輸出的還有時隙位置L2,當L2=L1時,此次補償有效。每次精補償結果f2都進入補償累計模塊。經過K=4次精補償后的累計輸出f即為總頻偏補償,并得到此時頻移后的輸出數據{rc}。

圖5 基于頻偏補償時隙同步結構圖

3.1 時隙同步分析

取一個大頻偏典型值18 kHz,對該信號以步長1.5 kHz進行粗補償,這里減小信噪比至-18 dB,在時域與頻域的共同搜索時隙頭位置。得到三維圖如圖6所示。

圖6 時域頻域共同搜索時隙同步

圖7 頻偏補償同步與四分 段同步對比圖

結果分析,在頻域側,峰值位置位于-18 kHz附近,而在時域側,峰值位置正確匹配到預設的時隙起點位置。與常用的四分段累加算法對比如圖7所示,經過補償后的序列匹配輸出信噪比在3 dB左右,但四分段情況下,時隙頭位置的匹配輸出已經湮沒在匹配噪聲中。進行10 000次時隙同步仿真模擬,與其他的同步方式的時隙同步結果進行對比,作出頻偏18 kHz時時隙同步位置捕獲率圖如圖8所示。

圖8 時隙同步捕獲率比較圖

結果分析,在頻偏較大時,四分段累加性能好于二分段累加,一種差分相干累加[3]的方式性能優于四分段累加的方式,而不分段累加的捕獲率可以忽略。采取補償再累加的方式性能最優,可以容忍比四分段低3 dB的信號信噪比,比差分累加低1 dB左右的信號信噪比。

圖9 精補償捕獲率比較圖

3.2 精補償性能分析

經過1.5 kHz的粗頻偏補償后,進一步對數據進行精頻偏補償,設置文獻[1]中傳統精補償分級補償步長為100 Hz→10 Hz兩級結構,每級補償次數為11次,總次數22次。文中采用的是375 Hz→93.8 Hz→23.4 Hz→5.9 Hz 4級結構,每級5次,總次數20次。當補償后頻偏落在補償范圍內,精補償捕獲成功。加入粗補償后的隨機頻偏10 000次,對比文獻[1]中精補償兩級結構及改進精補償最后兩級結構,補償捕獲成功率如圖9所示。結果分析,兩算法搜索次數相當,改進的精補償補償方式性能較文獻[1]文算法有明顯的提升。當信噪比大于-18 dB時,可以實現對補償步長23.4 Hz的判決捕獲,補償后頻偏范圍約束在23.4 Hz以內;當信噪比大于-17 dB時,可以實現對補償步長5.9 Hz的判決捕獲,頻偏約束范圍在5.9 Hz以內。

4 實際空口數據小區搜索

如圖10所示,使用SDR平臺采集WCDMA空口數據,采樣時鐘為30.72 MHz,即8倍采樣,雙路16位浮點存儲。通過C平臺進行數據處理,使用文中算法進行時隙同步及頻偏補償后,進行幀同步、主擾碼識別、解擾解擴、P-CCPCH解交織Viterbi譯碼、BCH解碼。

圖10 小區搜索結構圖

得到小區的部分系統信息如圖11所示。經驗證SIB11信息中返回的主擾碼號與主擾碼識別的結果一致。并從SIB5中返回了小區AICH、PICH、S-CCPCH公共信道的參數,完成小區搜索的過程。

圖11 小區部分系統信息

5 結語

通過基于頻偏補償的時域頻域共同搜索的方法,把接收信號約束在一個較小的頻偏范圍內,以減小頻偏對時隙同步的影響,同時可以增加相干累加段的長度,提高匹配輸出信噪比。有效地提高了在信噪比較低、頻偏較大的情況下,系統時隙同步的捕獲性能。并且在精補償階段,通過變相干長度與補償步長相結合的方法,進一步提高了精補償的精度,將接收的基帶數據約束至更小的頻偏范圍,有利于增強后續幀同步及解擾能力,進而獲得更好的小區搜索性能。

[1] 袁正午,王重陽,田益,等. WCDMA時隙同步算法的設計與實現[J]. 電視技術,2013,37(7):83-86,149.

[2] 3GPP TS 25.213,Spreading and modulation(FDD)[S]. 2009.

[3] 蘇賜錠. WCDMA小區搜索算法的研究與實現[D]. 廣州:華南理工大學,2010.

[4] Li C F,Chu Y S,Ho J S. Cell Search in WCDMA Under Large-Frequency and Clock Errors:Algorithms to Hardware Implementation[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems Regular Papers,2008,55(2):659-671.

[5] 郭婧,張長革,楊剛,等. 一種基于相干累加的并行偽碼快速捕獲算法[J]. 現代電子技術,2015(1):9-11.

[6] 3GPP TS 25.211,Physical Channels and Mapping of Transport Channels onto Physical Channels(FDD)[S]. 2009.

[7] 汪洪波,周常柱. WCDMA第一步小區搜索算法研究[J]. 無線通信技術,2004,13(2):21-23,29.

[8] 羅鵬飛,張文明. 隨機信號分析與處理[M]. 北京:清華大學出版社,2012:60-82.

[9] 3GPP TS 25.101,User Equipment Radio Transmission and Reception(FDD)[S]. 2009.

[10] 馮穗力. 數字通信原理[M]. 北京:電子工業出版社,2012:182-184.

[11] 王平. 陸地及衛星WCDMA系統下行鏈路關鍵技術研究[D]. 成都:電子科技大學,2015.

[12] 雷揚,韓方景,吳克宇,等. 一種直擴系統中偽碼的二維捕獲方法[J]. 中國數據通信,2014(13):120-122.

WCDMADownlinkSlotSynchronizationandFrequencyOffsetCompensationAlgorithmResearch*

YUJingpan,WANGuojin*,LENGRuolan,YUGuicai

(Department of Electronic Information Engineering,Nanchang University,Nanchang 330031,China)

As a mature mobile communication technology,WCDMA derived a variety of similar communication systems. In order to improve the performance of time slot synchronization under the environment of low signal-to-noise ratio and large deviation,the limitations of the application of the methods is analyzed based on piece-wise non-coherent accumulation. An enhanced algorithm slot synchronization algorithm is applied based on frequency compensation combined with slot synchronization,simulation shows that this algorithm can effectively improve the slot synchronization performance of the system,and put forward a scheme based on variable compensation frequency step size combined with variable length of coherent accumulation slot,which can make fast convergence to 6 Hz frequency offset range. Under the low signal-to-noise ratio,it succeeds to deal with the process of cell search of the actual air interface data.

WCDMA;cell searching;frequency offset compensation;slot synchronization;matched filtering

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.05.023

項目來源:國家自然科學基金項目(61661030)

2016-08-05修改日期2016-11-04

TN914.5

A

1005-9490(2017)05-1167-06

余景盼(1991-),男,漢族,江西南昌人,南昌大學,碩士生,主要研究方向為通信與通信對抗、移動通信,18770085211@163.com;

萬國金(1955-),男,漢族,江西南昌人,南昌大學,教授,碩士生導師,主要研究方向為信號處理、通信與通信對抗,wanguojin@ncu.edu.cn;

冷若蘭(1991-),女,漢族,江西九江人,南昌大學,碩士生,主要研究方向為通信與通信對抗、移動通信,417536726@qq.com;

虞貴財(1977-),男,漢族,江西崇仁人,南昌大學,講師,主要研究方向認知無線電、移動通信,yuguicai@ncu.edu.cn。