一種輔助諧振變換極軟開關電路在UPS中的應用
2017-11-06 07:19:13馬駿杰王旭東王振東
哈爾濱理工大學學報 2017年5期
馬駿杰 王旭東 王振東
摘要：為實現UPS高頻機在高開關頻率工作的同時，減低功率開關器件的損耗，輔助諧振變換極軟開關（auxiliary resonant commutated pole，簡稱ARCP）技術可作為解決措施。傳統的ARCP電路能夠解決主管的軟開關，但同時還引入了輔管的關斷損耗。因而工作在較高開關頻率下系統的整機效率會下降，不能將其應用于實際產品中。本文在傳統的基于半橋ARCP軟開關電路的基礎上，詳細介紹了諧振器件設計的關鍵點并給出了以CPLD為控制核心的輔管驅動邏輯解決方案以解決其零點流關斷。最后對某大型UPS進行軟開關的軟硬件改進，實驗證明了應用此電路實現系統“提高頻率、不降低效率”的目的。
關鍵詞：輔助諧振變換極（ARCP）；開關邏輯；整機效率；開關損耗
DOI：1015938/jjhust201705007
中圖分類號： TM464
文獻標志碼： A
文章編號： 1007-2683（2017）05-0035-05
Application of a Novel ARCP Circuit in UPS
MA Junjie1，2，WANG Xudong2，WANG Zhendong2，HU Mingbao1
（1Rongcheng Campus， Harbin University of Science and Technology， Rongcheng 264300， China；
2School of Electrical and Electronic Engineering，Harbin University of Science and Technology， Harbin 150080， China）
Abstract：In order to reduce the loss of the power switching device and improve the efficiency of the UPS system， the ARCP soft switching technology can be used Although some ARCP circuits can realize the soft switching in the main circuit， they decreased the efficiency of the system because of the loss of the auxiliary device in a higher switching frequency To guarantee the efficiency in the higher frequency， this paper introduces a new ARCP circuit principle， the design procedure of the devices and the switching logic Through improving the original software and hardware in a large UPS， the experimental result can prove the practicability of the circuit and the switching logic
Keywords：auxiliary resonant commutated Pole（ARCP）； switching Logic； system efficiency； switching loss
收稿日期： 2016-01-20
基金項目： 國家自然科學基金（51177031） ；廣東省重大科技專項項目 （2015B010118003） ；山東省高等學校科技計劃項目 （J17KB136）
作者簡介：
馬駿杰（1982—），男，博士研究生，講師，Email：m92275@126com；
王旭東（1958—），男，博士，博士研究生導師；
王振東（1994—），男，碩士研究生
0引言
為了既保證UPS系統的高開關頻率，又減低功率開關器件的損耗，輔助諧振變換極（簡稱ARCP）軟開關電路可作為很好的解決措施。某些ARCP電路盡管能夠很好的解決主管的軟開關，但同時引入了輔管的關斷損耗。部分文獻在降低輔管的關斷損耗時加入吸收電路，這使得整機效率提高的不夠明顯[1]；有些在移相全橋電路的基礎上對逆變器進行軟開關分析取得較好的控制效果[2～5]，但對于硬件結構為三相半橋逆變器而言，很難對現有拓撲進行修改，只能重新設計，不具備硬件系統的可移植性。
本文介紹了一種新型的半橋結構的ARCP軟開關電路及以CPLD為核心的輔管脈沖驅動邏輯。該電路拓撲將軟開關與PWM相結合，在變換的初級無需額外增加輔助器件，保證系統在高開關頻率的前提下，既可降低原電路主功率開關管的損耗，又可提高整機效率及功率密度；同時這種基于半橋的ARCP電路只需在原有拓撲結構的基礎上加入諧振元件及輔助開關器件，并未破壞原有拓撲結構，與硬開關電路相比能夠降低主管的應力，控制邏輯方便實現。
1軟開關電路及工作原理
如圖1所示的虛線部分為三相UPS主電路中整流及逆變均加入該軟開關電路的拓撲（只畫出單相）。
本文以逆變為例，對該電路的原理及設計進行分析，如圖2所示為單相逆變ARCP軟開關電路拓撲。
中點N和半橋輸出B增加了一個諧振支路，包括控制電流單向流動的IGBT（SW3、SW4，統稱輔管）、諧振電感L2、鉗位二極管（D5、D6）及主管（SW1、SW2）兩端并聯的諧振電容C1、C2。如圖3所示為Vout處于正半周期的仿真波形，結合圖2分析其工作過程。endprint
1）T0之前初始狀態。
輸出電壓Vout處于正半周狀態，SW1關斷SW2導通，Vout=-Ud/2，輸出電流由B流向Vout，假設輸出電感L1>>諧振電感L2， 則在一個開關周期內 L1上的電流可認為恒定。
2）T0～T1階段。
T0時刻，輔助管SW3導通，A點電位翻轉為N點電位，L2因承受正向電位，I2由0線性增加。若在T1時刻I2=I1，在這段時間內，通過SW2反相二極管續流的電流逐漸轉移到L2上，B保持N點電位不變。
3）T1～T2階段。
當諧振電感電流I2=I1后，L2與C1、C2發生諧振，此時C2充電C1放電，輸出點電位從-Ud/2逐漸增大至N，諧振電感電流逐漸達到最大值。之后B點電位繼續上升至+Ud/2。由電路對稱性可知，當I2=I1時，Vout=+Ud/2。此刻SW1兩端電容放電完畢，假設此時SW1驅動到來，SW1實現了ZVS。
4）T2～T3階段。
主管SW1導通后，由于諧振電感兩端承受反相電壓，使得電流繼續下降，并在T3時刻降為零。由于輔管SW4始終關斷，諧振電感電流一直維持為零。
5）T3～T4階段。
諧振電感電流在T3時刻降為零后電流無法反相增大，電流一直維持零不變。T4時刻主管SW1與輔助管SW3同時關斷，輔管實現了零電流關斷。由于在主管兩端并聯了電容，其關斷損耗可大大降低。
總結：對于主管，由于并聯了諧振電容C，其關斷損耗可大大降低；對于輔管，由于串聯了諧振電感，輔管在導通時刻，電流上升速度很慢，可近似認為無開通損耗。另外由于輔助管導通時間非常短（4us），其導通損耗可忽略，并且由于輔管關斷電流為零，因此也無關斷損耗。
由于主管無法實現對任何時刻的ZVS開通，所以在開通時可能會出現未完全諧振狀況。假設Izvs為剛好實現ZVS的諧振電流，I1大于或小于Izvs時，開關器件只能實現不完全電壓開通：當I1
2諧振元件的關鍵設計
1）諧振電容設計
主功率IGBT型號為SKM300GB128D，其主關斷時間為Tf=60ns（Ic=200A），從IGBT工作原理可知由于存在拖尾電流導致Eoff比較大，其值與Tf有很大關系。通過增加并聯電容延長電壓上升速度，使得并聯后的Tnew=5·Tf =300ns，在Ic=200A條件下可知：
Ic=2·C·du/dt（1）
得C=37nF。實際取40nF， 考慮電壓電流以及溫升等因素，由16個MMKP8110nF/1000V串并聯組成。
2）諧振電感設計
通過電路工作原理可知，電路分為兩部分：電流線性上升階段及諧振階段。
線性階段（T0～T1）：輔管開通后，諧振電感壓差為+1/2Ud，電感電流線性上升，同時續流二極管中的電流逐漸降低，直至I2=I1。一個開關周期內I1可視為恒定，即：
I1=I2=Ud·t1/（2·L2）（2）
因而諧振電流上升到主功率電流時間為
t1=2·L2·I/Ud（3）
諧振階段（T1～T2）：諧振電流等于主功率電電流后，由于諧振電感壓差仍為+1/2Ud，因此電流繼續上升。由于I1恒定，且此時主功率開關管都處于關閉狀態，諧振電流大于主功率電流的部分通過諧振電容C1、C2進行充放電， 即L與C發生諧振，諧振周期為：
T=2·π（L2·2·C1）1/2（4）
整個諧振時間為半個周期，故t2=05·T。由工作過程可知，若要實現主功率開關管的完全軟開關，需滿足：t1+t2=td（死區時間） ，即
td=2·L2·I1Ud+π·（L2·2·C1）1/2（5）
其中：Ud為母線電壓810V；C1為諧振電容40nF，td為死區時間25μs。若以額定電流峰值80%處發生完全諧振，則對于120kVA有I1=147A，由公式（5）可得L=32μH，實際系統采用magnetics公司77191A7coolmu磁心。
3輔管的CPLD驅動邏輯設計
如圖7所示為ARCP電路的主管、輔管在電壓正半軸的CPLD基本控制時序。
由于諧振電感的存在，輔管可實現零電流開通， 為保證新增的輔管無開關損耗，輔管只能在主管的死區內導通，且輔管開通時間必須足夠長，以至于實現零電流關斷。
從軟開關工作過程可知，當主管開通后，諧振電流會逐漸下降到零，考慮留有一定裕度， 實際軟件設計輔管開通時間T=56μs。
軟件設計時，CLPD根據交流側的電流方向形成輔管驅動信號，CPLD的邏輯設計時需滿足以下條件：
1）主管脈寬正常情況下（脈寬大于56μs小于10μs），輔管的脈沖信號在主管脈沖下降沿產生且驅動脈沖時間固定為56μs。如圖8（a）所示，SW2與SW1驅動信號的下降沿分別產生輔管SW3與 SW4的觸發信號；
2）主管的觸發脈沖過窄情況下（脈寬小于56μs），輔管觸發脈沖在主管下一個周期的下降沿關斷。如圖8（b）所示，SW1的觸發脈沖在t2～t3時間段較窄，因而SW3的觸發脈沖在SW2下降沿產生，在SW1下降沿關閉；
3）一個主管驅動脈沖過寬，另一個無驅動時，無驅動的主管對應的輔管無驅動脈沖，而另一個輔管的驅動脈寬固定為31μs。如圖8（c）所示， SW3在主管SW2下降沿產生觸發，SW4無觸發脈沖。
4實驗結果分析
1）采用上述設計后主管驅動波形如圖9所示。可以看出：Vce波形明顯變好，小電流時無過諧振，大電流時諧振電流峰值變大，更有利于軟開關。
2）對試驗樣機120kVA高頻UPS逆變模塊進行實驗，工作頻率為16kHz，主管死區時間為25μs，采用上述輔管控制邏輯，逆變軟開關實驗波形如圖10所示。
3）將系統開關頻率由12kHz提升至16kHz后，UPS整機效率由922%提升為931%，如表1所示。
5結論
通過電路分析及實驗結果可知，采用本文設計的以CPLD為核心的輔管驅動邏輯方案，不但實現了主功率開關管的零電壓開通，還實現了輔管的零電流關斷。實驗樣機的整機效率由之前12kHz的開關頻率下的923%提高到16kHz軟開關頻率下的931%，實現系統“提高頻率、不降低效率”的最終目的。
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