大功率高精度程控直流電流源的設計與實現*

歐陽海賓，萬鋼勇，武和雷，廖博倫，3

（1.南昌大學，南昌330031；2.國網江西省電力公司信息通信分公司，南昌330077；3.全志科技股份有限公司，廣州300458）

0 引 言

直流電流源被廣泛應用于各種高精度測量、檢驗、校準的場合，如工礦企業、科研、國防、軍工等計量儀表、自動化標定設備中［1］。研究滿足精度要求且性價比高的電流源，具有較高的實用價值和應用前景。在國內市場，有很多種直流電源，但普遍存在輸出功率小，電流輸出范圍窄，穩定度低，準確度低，分辨率低，操作不夠智能等問題。而進口的高精度電流源，價格非常昂貴，一般用戶難以承受。針對上述問題，設計了一種高精度程控直流電流源，基本解決了上述問題。該電流源滿足以下技術指標要求：輸出功率0W ～30W，輸出電流范圍0 A～30 A，穩定度0.003%RG/min，準確度0.002%RG，分辨率2 μA，調節細度0.002%RG，紋波不大于0.1 mA，設計成本較低。

1 系統總體方案設計

該電源分別設計了直流穩壓擴流電路結合達林頓放大電路以及功率放大電路實現大功率輸出，設計量程切換電路使電流輸出范圍大，應用四階巴特沃斯低通濾波電路和比例積分電路以及模糊控制器解決穩定度低的問題［2］，采用16位的LTC1595BCN8高精度DA芯片和24位的ADS1240高精度AD芯片提高輸出準確度和分辨率，采用Linux工業平板電腦，在Linux工業平板電腦運行Qt用戶界面應用程序，通過TCP/IP協議與STM32F103微控制器通訊，控制直流電流源系統的電流輸出和校正，解決操作不夠智能的問題。系統結構如圖1所示。

圖1 直流電流源系統框圖Fig.1 System block diagram of DC current source

系統工作原理：雙閉環相比于單閉環具有更好的控制調節能力［3］。內環由PI控制器，濾波電路，達林頓放大電路，功放電路，量程切換電路構成電流串聯負反饋電路，在控制中充當內環調節的作用。外環由模糊控制器，DA輸出電路，AD采樣電路共同構成模糊控制電路，在控制過程中充當外環調節的作用［4］。用戶通過TCP/IP協議給直流電流源設定輸出電流值，通過AD采樣得到采樣電阻Rf兩端的電壓值UR計算出實際輸出電流值并和給定電流值進行比較，得到輸出電流的誤差和誤差變化率來調用模糊控制表的參數，得到DA輸出端的數字變化量用于修正DA輸出值來穩定輸出電流值。當負載變化干擾進入內環時，內環的PI控制器對干擾進行持續的衰減和抑制，外環微控制器通過AD采樣得采樣電阻Rf兩端的電壓值UR，得到系統輸出電流Io［5］：

然后與設定的電流值相比較，通過模糊控制算法子程序得到DA輸出的修正量對DA的輸出值進行微調使輸出電流穩定。當設定電流值變化時，模糊控制器和PI控制器能夠快速響應達到穩態輸出抑制系統階躍響應輸出超調。

2 系統硬件設計

2.1 直流穩壓擴流電路設計

圖1所示，直流電流源要求最大輸出電流為30 A，而三端直流穩壓芯片LM7805典型穩壓電路接法最大的輸出電流只有1 A，而且也不能長時間的工作在大電流輸出狀態，所以設計了如圖2所示的擴流電路來增大輸出電流。采用外接三極管擴流，即在三端穩壓芯片兩端并聯6個PNP大功率三極管。當負載電流增大時，電阻R7兩端的電壓開始逐漸增大，三極管Q1～Q6開始導通分流，這里每個大功率三極管最大流經電流為5 A，所以最大擴流5 A×6=30 A。

2.2 以太網通信電路

如圖3所示，以太網通信控制器芯片采用ENC28J60，ENC28J60支持全雙工和半雙工的工作模式，擁有8 KB的SDRAM內存，內部集成了快速數據傳輸DMA，兩個網傳輸狀態LED接口，外接25 MHz時鐘源，自帶SPI接口可以和STM32F103的SPI接口對接實現通信。STM32F103的 SPI接口 MOSI、MISO、SCK引腳分別接到 ENC28J60的 SI、SO、SCK引腳上，ENC28J60的INT引腳接到STM32F103的PB0作為外部中斷，當有數據包傳輸STM32F103則進入中斷進行處理。在Linux工業平板電腦運行Qt用戶界面應用程序作為TCP客戶端，STM32F103微控制器作為TCP服務器端，客戶端通過約定的通信指令協議和服務器端之間通信，控制直流電流源系統的電流輸出，切換檔位和校正。

圖2 直流穩壓擴流電路圖Fig.2 DC current amplification circuit diagram

圖3 以太網通信電路圖Fig.3 Ethernet communication circuit diagram

2.3 過壓過流保護電路

電源系統設計中一般都要加入輸出保護，本設計中采用窗值比較器作為保護電路。窗值比較器具有門限電壓可調，抗干擾能力強的特點，廣泛用于各種保護電路中。如圖4所示。

圖4 過壓保護電路圖Fig.4 Over voltage protection circuit diagram

VPRO是來自達林頓電路前端的電壓信號，通過R1，R2，R3分壓得到窗值比較器的輸入電壓，窗值比較器的門限電壓由R4，R5分壓得到。當Ui＜U1時，U1A輸出高電平，二極管D1導通，D2截止，輸出電壓Uout為高電平，電壓信號VPRO被拉低。當Ui＞U2時，U2A輸出高電平，二極管D2導通，D1截止，輸出電壓Uout為高電平，電壓信號VPRO被拉低。當U2＜Ui＜U1時，U1A，U2A輸出低電平，二極管D1，D2截止，輸出電壓Uout為低電平，電壓信號VPRO不變。在達林頓放大電路的前端加上窗值過壓保護電路。當負載斷路會導致系統的內環負反饋號為零，PI控制器會飽和輸出，達林頓放大電路前端的電壓信號VPRO會達到最大值，系統此時空載工作。當負載短路時，導致電壓信號VPRO瞬時變大，電源系統的所有輸出功率都消耗在功率三極管兩端，會導致功率三極管溫度迅速升高，時間久了還可能燒毀功率三極管。所以在達林頓放大電路的前端加上過壓保護電路。當達林頓放大電路前端信號VPRO過大時，窗值過壓保護電路會把達林頓放大電路的前端電壓信號VPRO拉低，使輸出為零，并且STM32F103也可以獲得這個電平的變化通知客戶端Qt用戶界面應用程序進行輸出保護，將外環的DA設定值清零，實現軟件硬件同時保護。

2.4 內環PI調節和V/I轉換電路

內環PI電路在控制系統中常用來提高調節精度。如圖5所示。

圖5 內環模擬電路圖Fig.5 Inner loop analog circuit diagram

內環PI調節器電路采用四階巴特沃斯低通濾波電路和比例積分電路構成電壓-電流轉換電路。V/I轉換電路是將輸入電壓線性轉換為輸出電流的電路，并且輸出電流僅取決于輸入電壓，由于采用了直流穩壓擴流電路作為V/I轉換電路的供電模塊，所以整個轉換電路可以線性提供30 A的電流負載能力，達林頓放大電路以及功率三極管可以提供30W的輸出功率。

V/I轉換原理：假設流過負載RL的電流值為Io，則流過Rf反饋采樣電阻的電流值也是Io，則反饋電壓。

經過差分電路，反相放大電路和電壓跟隨器后得到負反饋電壓［6］：

再由分壓定理，得：

且初始狀態U1=0 V。

整理得到輸出電流：

由式（5）可知當電阻 R14，R18，R1，R15，Rf阻值一定時，輸出電流Io只和輸入電壓Ui成正比例線性關系而和采樣電阻Rf成反比例線性關系，與負載RL的大小無關［7］。其中Ui是DA輸出電壓，范圍在0 V～1.25 V（DA參考電壓值）之間，所以這里當輸入電壓Ui一定時可以通過量程切換電路改變采樣電阻Rf阻值的大小來改變輸出電流的大小從而達到電流量程切換的目的，當Rf一定時，可通過改變Ui值來改變輸出電流值。

2.5 DA輸出電路

DA輸出電路圖如圖6所示。

圖6 DA輸出電路圖Fig.6 DA output circuit diagram

雙閉環系統的外環數字控制電路主要由STM32F103單片機最小系統和AD/DA數模轉換電路組成，其中DA芯片采用16位的LTC1595BCN8［8］。系統的電流輸出穩定度，幅值調節前提取決于DA輸出的直流信號的穩定度［9］。設計指標要達到調節細度0.002%*RG，即DA值改變一個二進制位時對應的DA輸出電壓值變化為0.000 02 V，如果參考電壓取-1.25 V時，LTC1595BCN8的分辨率是：

則DA輸入值二進制變化一位時DA輸出電壓值變化0.019 1 mV，達到調節細度0.002%*RG。當客戶端Qt用戶界面應用程序設定輸出電流值時，STM32F103會根據校準好的電流輸出值和DA設定值之間的比例系數算出理論上DA的設定值，將DA設定值發送給LTC1595BCN8輸出電壓Ui，作用于內環的輸入端信號。

2.6 AD采樣電路

圖7 AD采樣電路圖Fig.7 AD sampling circuit diagram

AD采樣電路如圖7所示。AD芯片選用24位的ADS1240，ADS1240是具有寬動態特性的Δ-∑型模擬/數字轉換器，高達24位的無丟碼特性和21位有效分辨率。根據被采樣信號的電壓范圍，ADS1240選用2.5 V作為參考電壓，對ADS1240初始化設置時，設置采樣通道為AIN1、單極性模擬輸入、每秒進行15次采樣轉換，可編程FIR濾波器在50 Hz處陷波等參數。這里將Rf反饋采樣電阻兩端的電壓值疊加上1 V的基準電壓值送到AD采樣通道使AD采樣線性度更加理想。在軟件上采用滑動中位值平均濾波算法，使采樣的結果更加穩定，實測AD采樣電壓達到0.01 mV的準確度和穩定度，滿足電源系統分辨率2μA和調節細度0.002%RG的設計要求。

3 系統軟件設計

3.1 服務器端主程序的軟件設計

服務端主程序如圖8所示。STM32微控制器服務端主程序主要對AD，DA，SPI中斷通信和TCP/IP通信協議初始化，從flash里讀入模糊控制查詢表，并且從flash里讀出校正系數到內存中的變量，然后進入一個死循環，不斷進行AD采樣得到采樣電阻Rf兩端的電壓，根據校準系數算出此時實際輸出電流值，由輸出電流的誤差和誤差變化率來調用模糊控制表的參數，得到DA輸出端的數字變化量用于修正DA輸出值來穩定輸出電流值。

3.2 服務器端模糊控制器的軟件設計

圖8 服務端主程序圖Fig.8 Server main program diagram

圖9 模糊控制器仿真圖Fig.9 Fuzzy controller simulation diagram

通過Matlab/Simulink軟件對雙閉環直流電流源控制系統的數學模型進行分析研究，得到適用于工程項目的模糊控制策略表如圖9（a）所示。圖9（b）是不加模糊控制器的電流輸出階躍響應，圖9（c）是加了模糊控制器的電流輸出階躍響應，圖9（d）是電流輸出偏差和電流輸出正好相反，電流輸出偏差最終趨于0。由仿真分析得知，在增加了模糊控制則后，系統的動態特性得到較大改善，不但具有較短的響應時間，而且超調量也很小。其模糊控制矩陣存為磁盤文件adjust.fis用于STM32微控制器調用模糊控制表的參數。

3.3 服務器中斷子程序的軟件設計

服務器端中斷子程序如圖10所示。

圖10 服務器端中斷子程序圖Fig.10 Server interrupt subroutine diagram

當客戶端Qt用戶界面應用程序通過網絡發送指令時，微控制器會產生一個SPI中斷，根據不同的指令進行不同的操作。服務端中斷子程序主要負責電流源系統的校準，電流檔位切換和設定輸出電流值。

校準原理：校準其實就是用來確定輸入值（DA設定值）和輸出值（系統輸出電流值）之間的關系［10］，也就是為了確定兩組關系。這里選擇一個檔位進行校準，由于每一個檔位的Rf阻值不同，校準系數也不同，下面以100 mA檔位為例。

其中k_DAtoV_100 mA，b_DAtoV_100 mA是DA設定值和AD采樣電壓之間的比例關系，k_AtoV_100mA，b_AtoV_100mA是電流輸出值和AD采樣電壓之間的比例關系，校準過程：服務器端設定DA輸出50%點da_set50，AD采樣得到一個電壓值fv1，并獲取客戶端發送的標準電流值ni1，服務器端再設定DA輸出100%點da_set100，AD采樣得到一個電壓值fv2，并獲取客戶端發送的標準電流值ni2，根據這兩組數據計算出校準系數。

系統校準完成后，當設定輸出電流值Io時，我們可以由式（8）算出理論上應該在采樣電阻Rf兩端采到的電壓值：

再把Uf帶入式（7）算出理論上應該設定的DA設定值，設定DA值就可以輸出電流Io。之所以不直接用一組比例系數DA設定值和輸出電流值之間的比例關系，而要加入一個中間變量AD采樣電壓值，是因為中間變量AD采樣電壓值是模糊控制調節輸出電流時的依據，如果沒有AD采樣電壓值和輸出電流值之間的關系就不知道電源是否輸出了Io，也就沒有了電流輸出調節的依據了。

3.4 客戶端Qt用戶界面程序的軟件設計

網絡配置界面如圖11所示。

圖11 網絡配置界面圖Fig.11 Network configuration interface diagram

系統開機后進入網絡配置界面，IP地址和端口輸入框都采用正則表達式作為輸入驗證器，避免非IP地址的字符串輸入。當連接上服務器后下面的狀態欄會顯示綠色圖標，當服務器意外斷開連接，客戶端會收到通知并且狀態欄會變成紅色閃爍圖標，提示用戶網絡連接故障。

通過菜單欄切換到校準界面，選擇不同的檔位進行校準。由式（5）可知本電流源是一個線性系統所以只要校準兩個點，分別輸入50%校準點和100%校準點6位半標準表的電流值進行校準，校準好的系數寫入服務器端的flash里面保存。校準界面如圖12所示。

圖12 校準界面圖Fig.12 Calibration interface diagram

通過菜單欄切換到電流輸出界面，如圖13所示。同樣這里的輸出值框也采用了正則表達式，避免正浮點數以外的其他字符串的意外輸入。并且加入了自動換擋功能，用戶只需輸入要輸出的電流值，程序就會自動判斷，在1 mA，10 mA，100mA，1 A，5 A，30 A檔位之間切換檔位，例如當在1 mA檔位下里輸入1 000則會自動切換到1 A檔位。當負載短路或斷路時電流輸出狀態圖標會變成紅色閃爍圖標進入保護狀態阻止用戶的輸入直到保護狀態的解除。

圖13 電流輸出界面圖Fig.13 Current output interface diagram

4 測試結果及分析

由于系統的輸出電流精度很高，普通的萬用表不能作為其測試工具，所以采用Fluke六位半高精度數字多用表進行測試。圖14中，在IOUT_H和IOUT_L電源輸出兩端子分別接上高精度負載電阻和Fluke六位半高精度數字多用表，用測得的電壓值除以負載電阻就是輸出電流。

圖14 系統測試圖Fig.14 System test diagram

穩定度測試：分別在每個電流檔位下輸出最大電流，測得實際電流輸出值在一分鐘時間內的最大最小值，由此得出系統的電流輸出穩定度。數據如表1所示，Ioset是電流輸出設定值，Iomax是系統在一分鐘內實際電流輸出最大值，Iomin是系統在一分鐘內實際電流輸出最小值。由表1知各個量程的穩定度小于0.003%，滿足設計要求。

準確度測試：分別在每個電流檔位下輸出最大電流，測得實際電流輸出值，由此得出系統的電流輸出準確度和電流紋波。數據如表2所示，Ioset是電流輸出設定值，Io是系統實際電流輸出值。由表2知各個量程的準確度小于0.002%，滿足設計要求。

表1 輸出電流穩定度測試表Tab.1 Output current stability test table

表2 輸出電流準確度測試表Tab.2 Output current accuracy test table

負載能力測試：以1 A檔位為例，設定輸出電流是1 A時，改變負載電阻的大小，測試系統的帶負載能力。數據如表3所示，RL是系統外接的負載電阻，Ioset是電流輸出設定值，Io是系統實際電流輸出值。由表3可知系統的帶負載能力滿足設計要求。

表3 輸出電流穩定度測試表Tab.3 Output load capacity test table

5 結束語

本設計以STM32F103為主控核心，在Linux工業平板電腦運行Qt用戶界面程序與用戶交互控制直流電流源系統的校準和輸出。通過對各個硬件電路模塊和軟件模塊的測試，達到了預期的設計要求：電流源系統的電流輸出達到了0.002%的精確度和0.003%穩定度。文章提出的方法實現的電流源相比于市場上的大多數程控直流電流源具有輸出電流精度高，帶負載能力強，輸出電流范圍大等優點，可應用于各種高精度測量、檢驗、校準的場合。在后續工作中還會加入程控直流電壓源的模塊組合成直流電流電壓源系統。