小型高帶外抑制超寬帶濾波器設計

張景輝, 郭 瑜，倪 屹，李岱林，余 濤，汪 洋

(江南大學 物聯網工程學院,江蘇 無錫 214122)

0 引言

作為超高速無線通信系統中射頻前端的重要部件，兼具低損耗、寬阻帶與高帶外抑制的超寬帶濾波器已成為研究的熱點。

采用多模諧振器耦合是目前最普遍的超寬帶濾波器設計方法，但卻有阻帶窄的缺陷[1]。為此，通常采用枝節負載[2]，平行耦合微帶線[3-4]或寬邊耦合微帶線/共面波導(CPW)[5]等結構，但會造成尺寸與損耗的增加。具有交叉耦合的λ/4(λ為波長)短截線濾波器具有較好的寬帶特性[6]，并可引入額外零點，但多諧振器耦合也會造成損耗的增加。此外，平行耦合階躍阻抗諧振器[7]與終端交叉狀諧振器[8]等最近也被用于超寬帶濾波器設計。

為了解決上述問題，本文提出了一種新型的超寬帶濾波器設計方法。首先，通過分路耦合結構，在通帶兩邊分別引入了可獨立調節的零點，提高了帶外抑制性能；利用基片集成波導(SIW)結構，可進一步提高頻率選擇性，并可減小電磁能量的耗散；然后，利用周期性CPW結構引入寬阻帶；此外，中間金屬片的引入可實現濾波器的小型化性能；最后制作出具有較低損耗、高帶外抑制與小型化的超寬帶濾波器。

1 超寬帶濾波器特性分析

圖1(a)為該濾波器的三維結構示意圖，包括頂層金屬板，底層金屬板與嵌入在介質層中的中間金屬片。中間金屬片位于頂層容性槽線的正下方，如圖1(c)所示。通過兩排金屬柱將頂層金屬板與底層金屬板連接起來，實現了較好的能量存儲與較低的能量耗散。由圖1(b)可知，輸入、輸出端口設計在頂層金屬板上，通過CPW結構實現寬頻帶的能量轉換與耦合。圖1(c)為該濾波器A-A′方向的剖面視圖，兩層RO4350基板通過RO4450F粘結片粘結起來，中間金屬片位于上層基板與粘結片之間。圖1中，l1，k分別為螺旋結構的長度與寬度，w1與g1分別為螺旋結構金屬寬度與間隙，ws為容性槽線的寬度，wp為金屬片的寬度，hc與hp分別為上、下兩層介質層的厚度。

圖1 濾波器結構示意圖

1.1 等效模型分析

對濾波器的電磁特性進行了分析與仿真，得到的集總參數等效電路模型如圖2(a)所示。該濾波器整體呈對稱結構，可作為二端口網絡進行分析，輸入、輸出耦合端口分別為I與O。2個LC并聯諧振器分別通過分立的集總電容與電感元件實現能量耦合，其中，L與C分別為諧振器的自電感與自電容，Cm與Lm分別為耦合電容與耦合電感。

圖2 等效模型示意圖

圖2(b) 為電磁分路耦合的拓撲結構，E與M分別為電、磁耦合，諧振器R1與R2可分別通過電、磁耦合實現能量的傳輸。對于電耦合通路有：

(1)

(2)

(3)

相似地，磁耦合與電磁混合耦合通路有：

(4)

(5)

(6)

(7)

式中：fe，fm分別為諧振器的自諧振頻率；ke，km，kx分別為電耦合系數、磁耦合系數與電磁混合耦合系數。

由式(3)～(5)可知，可通過調節Lm與Cm的值對電、磁耦合系數進行單獨調節。

電磁分路耦合結構可在濾波器中引入2個零點，通過調節電磁耦合對傳輸零點進行單獨控制。為了實現較好的帶外抑制，本文通過在上、下兩層金屬板間嵌入中間金屬片，在不增加濾波器尺寸的同時，增加了電耦合強度，從而使2個零點分別分布在通帶的兩側。

進入新時期，江澤民和胡錦濤同志也高度重視黨的紀律建設。江澤民同志在十五屆中央紀委三次全會上首次提出了“紀律建設”概念，其后多次講話中也對紀律建設的重要性進行了闡述，并且提出了一系列加強紀律建設的舉措。胡錦濤同志在黨的十八大報告中繼續沿用了“紀律建設”概念，可以說十八大迎來了紀律建設的“春天”。

1.2 電磁分路耦合分析

1.2.1 電耦合路徑分析

對等效電路模型進行計算與仿真分析可知，增加電耦合強度可使電耦合控制的零點移動到通帶左側。因此，在兩層金屬板間嵌入中間金屬片，增加了金屬板間的平板電容，從而增加了諧振器間總的耦合電容Ceff，其等效電路模型如圖2(c)所示。其中，中間金屬片與上、下兩層金屬板間的電容分別為Cft與Cfb，其容值與金屬板的正對面積及板間距有關；頂層金屬板上的容性槽線的電容為Cs，其容值、槽線的長度與寬度有關。為便于分析，金屬板與金屬柱視為理想導體，忽略其寄生電導與電抗。因此，可得

(8)

由式(6)可知，中間金屬片的引入增大了總的等效電容。通過調節wp與hp或ws，可調節Ceff的大小，從而便于控制通帶零點的位置。

1.2.2 磁耦合路徑分析

濾波器上通帶零點的位置主要受磁耦合強度的影響。為達到所需磁耦合強度，且兼顧濾波器的尺寸，采用螺旋型缺陷地結構(DGS)[9]，該結構由嵌入在接地平面上的螺旋傳輸線組成。與傳統的啞鈴狀結構相比，該結構具有更好的慢波特性，故而具有較好的小型化潛力。螺旋的大小(寬度和長度)控制著上通帶零點的頻率，而間隔g1與w1影響響應頻率和品質因數。

1.3 周期性缺陷地結構分析

周期性DGS結構具有帶阻特性，但這種結構一般設計在接地板上，會造成能量的輻射，且不適用于需要較大接地板的高頻電路設備[10]。為此，將周期性的CPW結構設計在頂層金屬板上(見圖1(b) )，可在高頻處引入一個可控的零點，提高阻帶性能，有效降低了能量輻射損耗。

2 濾波器仿真分析

圖3 中間金屬片參數對濾波器零點與小型化系數影響

此外，中間金屬片有利于減小濾波器尺寸，對小型化系數進行仿真與計算。小型化系數定義為

(9)

式中：Asiw,f0為傳統SIW諧振腔在中心頻率f0的面積；Ac為本諧振器的面積。

圖3(c)為wp不同時小型化系數隨hp變化的曲線。該系數隨wp與hp的增加而增加。由此，通過調節wp與hp，可實現52.7%～80.5%的小型化系數。

圖4為不同螺旋型缺陷地結構長度l1下，諧振器的S21參數仿真結果。由圖可看出，當l1從2.35 mm增加到2.55 mm，Z2從6.20 GHz降為5.76 GHz，而Z1幾乎不受影響。

圖4 螺旋結構參數對濾波器零點的影響

綜上所述，通過合理設計濾波器參數，可靈活地調節2個額外零點的頻率。上、下通帶零點的位置可進行獨立調節，互相不干擾，且對周期性缺陷地結構引入的零點也不影響。

3 濾波器加工測試

基于三層RO4350基板加工制作了一款小型化超寬帶濾波器，如圖5(a)所示。該濾波器的尺寸為12 mm×11 mm×0.52 mm，上、下兩層基板厚度分別為0.10 mm與0.42 mm，基板介電常數為3.66，損耗角正切為0.04。圖5(b)為該濾波器的仿真與測試結果對照與群延時。由圖可看出，該濾波器工作頻率為5.4～10.8 GHz，通帶內的插入損耗小于0.7 dB，回波損耗大于14 dB，15 GHz內可將帶外噪聲抑制在20 dB以下，通帶內群延時為0.15～0.70 ns。然而，測試比仿真結果有微小的頻移，且回波損耗與插入損耗分別達10 dB與1.5 dB。造成以上誤差的原因主要是3層印刷電路板(PCB)制造工藝的誤差，厚度較小造成翹曲的增大與高頻噪聲的影響。盡管如此，該設計仍體現了較好的頻率選擇性與帶外噪聲抑制。

圖5 濾波器的加工制作與測試

表1為本設計與文獻[1-2]、[12-13]中超寬帶濾波器間的對照表。表中，λ0為中心頻率f0時的自由空間波長，用λ0×λ0表示濾波器電學尺寸。由表可知，該濾波器在保證低損耗與小尺寸的同時，實現了2個額外的傳輸零點與較寬的阻帶帶寬。

表1 本設計與其他濾波器對照表

4 結束語

本文分析了新型小型超寬帶濾波器設計方法。基于三層印刷電路板(PCB)工藝，在RO4350襯底上實現了小型超寬帶濾波器。利用電磁分路耦合結構在濾波器通帶兩端各引入了一個可獨立調節的陡峭傳輸零點，并通過周期性的CPW結構實現了寬帶的高頻噪聲抑制。本文對濾波器零點與寬阻帶設計的關鍵因素進行了理論分析與仿真實驗驗證。本設計的有效性表明通過結合變容二極管等元件，有望實現雙零點電可調諧的超寬帶濾波器。