基于數字信道化的干涉儀測向技術研究

閆秋飛，趙 玉，王 聰

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所，江蘇 揚州 225001)

基于數字信道化的干涉儀測向技術研究

閆秋飛，趙 玉，王 聰

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所，江蘇 揚州 225001)

寬帶數字信道化接收機是偵察系統中非常實用的接收機體制，它具有復雜環境適應能力、快速反應能力以及較高的靈敏度。干涉儀測向具有測向精度高、波束范圍寬、過濾噪聲能力強等特點。基于數字信道化的干涉儀測向體制是電子偵察系統中常用的測向技術。

寬帶數字信道化；多相濾波；干涉儀測向

1 概 述

隨著電子對抗行業的發展，電子偵察系統面臨的信號環境越來越復雜，信號密度越來越高，數字信道化是當前實現寬帶數字偵察機的最佳截獲結構，這類接收機具有截獲同時到達信號、高靈敏度、實時完成子帶下變頻及速率轉換等優點，同時又易于與后端信號處理匹配[1]。干涉儀測向與其它測向體制相比具有設備量少、測向精度高、波束覆蓋范圍廣等優點。本文主要論述基于數字信道化的干涉儀測向技術的基本原理及應用。

2 數字信道化

2.1 數字信道化基本原理

數字信道化接收機能夠處理同時到達的多個信號，有較高的截獲概率，特別適合應用于寬帶偵察接收機。數字信道化接收機可以分為直接信道化接收機和多相濾波信道化接收機，前者利用具有不同頻率響應的帶通濾波器將輸入信號劃分為不同的信道，后者將原型低通濾波器分解成多個多相支路，每一支路的數據經抽取濾波后實現輸入信號的信道化。直接信道化接收機的運算量大且輸出速率與采樣速率相同，實現困難，后續處理的壓力也很大，基于多相濾波的信道化接收機抽取在濾波之前，運算量小，且輸出速率低，便于高速實現，是一種值得采用的高效方法。

2.2 基于低通濾波器組的數字信道化模型

基于低通濾波器組的數字信道化的接收機模型如圖1所示，濾波器的幅頻特性如圖2所示。

設x(nT)為一寬頻帶信號，經過各通道中的帶通濾波器濾波后輸出K個基帶信號yk(nDT)，k=0,1,…,K-1。

(1)

若濾波器組的第k通道帶通濾波器沖擊響應hk(nT)與第0通道低通濾波器沖擊響應h0(nT)有如下關系，

(2)

Hk(z)=H0(zWk)

(3)

則稱這個濾波器組為均勻濾波器組。各帶通濾波器的通帶帶寬為fs/2K，抽取比為D=K，信道化寬帶數字接收機在電子偵察領域內的優點有：響應快，信號信息保留完整，具備多信號和寬帶信號接收能力，不需要頻率引導，但是其缺點也是明顯的，主要表現為帶通濾波器數量多，計算量大，計算速度要求高[2]。

2.3 基于多相濾波的數字信道化模型

利用多相結構進行抽取濾波，從信道化接收機的結構可以看出，信道化濾波器是信道化接收機的重要組成部分。為了解決信道化濾波器組數量多、計算量大、速度要求高的問題，信道化接收機的濾波器可采用多相濾波來實現，它是寬帶接收機直接實現的高效形式，該結構可從寬帶數字信道化接收機的直接形式變化而來。多相結構是直接計算采樣數據、提高計算效率的最好手段，它在多抽樣率信號處理中是一種基本、高效的方法，可以整數倍、分數倍抽取,內插運算效率大大提高[3]。

有限沖擊響應(FIR)濾波器轉移函數可表示為：

(4)

如果將沖擊響應h(n) 按下列方式分成D組，并設N為D的整數倍，即N/D=Q，Q為整數，對式(4)變換：

H(z)=h(0)z0+h(DT)z-D+…+

h((Q-1)DTz-(Q-1)D)+h(T)z-1+

h((D+1)T)z-(D+1)+…+h(((Q-1)D+

1)T)z-(Q-1)D-1+h(2T)z-2+

h((D+2)T)z-(D+2)+…+

h(((Q-1)D+2)T)z-(Q-1)D-2+…+

h((D-1)T)z-(D-1)+h((2D-

(5)

將上式中的z換成ejω，則：

(6)

式中：e-jωk表示不同的k具有不同的相位，因此稱之為多相表示；Ek(zD)稱為H(z)的多相分量。

式(6)稱為H(z)的多相表示，數字信道化接收機的直接形式可以轉化為圖3的形式，為數字濾波多相結構如圖3所示，數字濾波器的等效結構如圖4所示。

利用多速率信號處理中的等效變換將抽取器提到數字濾波器Ek(zD)之前，可以使抽取濾波器的工作頻率降低為1/D，運算效率提高D倍。即濾波器是在降速之后進行的，這就大大降低了對處理速度的要求，提高了實時處理能力。另外，這種多相濾波器結構的另一個好處就是每一分支濾波器的系數ek(nT)由原來的N個減少為N/D個，可以提高濾波器的累積誤差，提高計算精度。

2.4 基于低通濾波器組和多相濾波的數字信道化仿真

線性調頻信號信道化仿真，信號載頻200 MHz，采樣率500 MHz，調頻帶寬2.5 MHz。其中信道化的信道數目為32個，抽樣值為32，線性調頻信號數字信道化仿真波形如圖5所示，線性調頻信號的頻譜如圖6所示，信道化均勻濾波器的頻譜如圖7所示，信道13和14的局部放大如圖8所示，數字信道化多相結構的頻譜如圖9所示。

3 干涉儀測向技術

3.1 干涉儀測向基本原理

簡單的二元天線陣一維相位干涉儀模型如圖10所示。

在實際應用中，當基線長度D<λ/2時，天線單元A和B接收的信號為：

(7)

式中：nA(t)和nB(t)分別為通道A和B的噪聲，兩通道的噪聲相互獨立，并且與信號統計無關，通過求兩通道的互相關可以抑制通道的噪聲[4]。

(8)

式中：E為數學期望;“*”為復共軛運算;Ps為入射功率。

根據式(8)可得入射角θ抑制噪聲的公式為：

(9)

(10)

(11)

根據上式可知：當cosθ增大時，干涉儀測向精度增加，當cosθ減小時，干涉儀測向精度降低，方位誤差曲線如圖11所示。

3.2 干涉儀解模糊方法

假設一維M基線相位干涉儀基線長度分別為Li(i=1…M)，波長為λ的信號由與天線視軸夾角為θ的方向入射，到達基線Li的相位差為Φi=2πLisinθ/λ，如果能夠測得Φi，就可以求得信號的入射角度[5]。

相位差Φi的測量值φi是以2π為周期的，即-π≤φi<π。如果信號到達兩天線的相位差超過2π，便出現相位模糊，從而導致角度模糊。由于天線視軸一側的最大無模糊相位差為π，所以基線Li對應的最大無模糊角度為arcsin(λ/2Li)，在理想情況下，基線Li對應的相位差測量值φi為:

(12)

假設ki表示用基線Li測向時的模糊數，將上式轉換成目標方位角正弦的形式為:

sinθ=kiλ/Li+λφi/(2πLi),i=1,…,M

(13)

現取一基本基線L0，并取Li=L0/mi，代入上式并整理可得(其中mi為參差比)：

(14)

L=kimi+ri，i=1,…，M

(15)

4 數字信道化的干涉儀測向技術應用

基于五通道的數字干涉儀測向系統基本框圖如圖16所示。

數字干涉儀測向系統主要包含五單元天線系統、微波前端和數字接收系統。數字接收系統主要包括數字信道化模塊和測向模塊。該干涉儀測向系統基線長度分別為a1d,a2d,a3d,a4d，總基線長度為ad，其中a=a1+a2+a3+a4。干涉儀天線接收到射頻信號后經限幅、濾波、放大變頻后，把射頻信號下變頻到中頻,送數字接收機，數字接收機對5路中頻信號進行模/數(A/D)采樣、數字信道化、測向解模糊后得到完整的信號特征信息。在該系統中,天線的相位不一致性、微波通道的相位不一致性、A/D量化誤差都會引起干涉儀儀測向誤差，需要在A/D采樣后對中頻進行相位誤差校正。下面主要結合干涉儀解模糊算法討論該干涉儀測向系統解模糊的實際應用。

當基線長度為a1d時，理論相位差的可能值為(360/a1)N(N=1,2…,a1)；當基線長度為a2d時，理論相位差的可能值為(360/a2)N(N=1,2…,a2)；當基線長度為a3d時，理論相位差的可能值為(360/a3)N(N=1,2…,a3)；當基線長度為a4d時，理論相位差的可能值為(360/a4)N(N=1,2…,a4)；當基線長度為ad時，理論相位差的可能值為(360/a)N(N=1,2…,a)。

其中θ為目標的入射角，各基線相位差的測量值分別為：當基線長度為a1d時，相位差的測量值為φa1d=2πa1d/λsin(θ);當基線長度為a2d時，相位差的測量值為φa2d=2πa2d/λsin(θ);當基線長度為a3d時，相位差的測量值為φa3d=2πa3d/λsin(θ);當基線長度為a4d時，相位差的測量值為φ9 d=2πa4d/λsin(θ);當基線長度為ad時，相位差的測量值為φad=2πad/λsin(θ)。

各基線相位差的測量值在360°內的分布為:當基線為a1d時相位差的可能分布為φa1d/a1+(360/a1)i(i=1,2,…,a1)；當基線為a2d時相位差的可能分布為φa2d/a2+(360/a2)i(i=1,2,…,a2)；當基線為a3d時相位差的可能分布為φa3d/a3+(360/a3)i(i=1,2,…,a3)；當基線為a4d時相位差的可能分布為φa4d/a4+(360/a4)i(i=1,2,…,a4)；當基線為ad時相位差的可能分布為φad/a+(360/a)i(i=1,2,…,a)。

5 結束語

電子偵察接收機要有瞬時覆蓋大帶寬和處理同時到達信號的能力，寬帶數字信道化接收機是一種非常實用的接收機，能適應現代復雜的電子戰環境。本文以數字信道化接收機理論為基礎，對均勻濾波器信道化模型和多相濾波器信道化模型進行了仿真分析。多相信道化模型的抽取在濾波之前，大大降低了計算量，更有利于工程實踐。干涉儀測向體制具有設備量少、測向精度高等特點，本文在干涉儀測向的理論基礎上以四通道干涉儀為例分析了干涉儀解模糊的算法。

[1] TSUI J B Y,STEPHENS J P.Digital microwave receiver technology[J].IEEE Transactions on microwave theory and techniques,2002,50(3):699-705.

[2] FREDRIC J H,CHRIS D,MICHAEL R.Digital receivers and transmitters using polyphase filter banks for wireless communications[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2003,51(4):1395-1411.

[3] LILLINGTON J.Comparison of wideband channelisation architectures[C]//International Signal Processing Conference,Dallas,2003:1-6.

[4] 李莉，朱偉強.數字干涉儀測向實時鑒相技術[J].航天電子對抗，2005,21(2)：51-52.

[5] 周亞強，黃埔堪，孫仲康.噪擾條件下多基線相位干涉儀解模糊算法[J].電子與信息學報，2005(3)：1-7.

ResearchintoInterferometerDirectionFindingTechnologyBasedonDigitalChannelization

YAN Qiu-fei,ZHAO Yu,WANG Cong

(The 723 Institute of CSIC,Yangzhou 225001,China)

Broadband digital channelized receivers are a very useful receiver system in reconnaissance system，has complex environmental adaptability,rapid response capability and high sensitivity.The interferometer direction finding (DF) has the characteristics of high DF accuracy,wide beam scope and strong filtering noise.The interferometer DF system based on digital channelization is very conventional in electronic reconnaissance system.

broadband digital channelization;multi-phase filtering;interferometer direction finding

2017-09-25

TN971

A

CN32-1413(2017)06-0018-06

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2017.06.004