基于線性調頻連續波雷達的低速小目標檢測方法

劉艷蘋

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所，江蘇 揚州 225001)

基于線性調頻連續波雷達的低速小目標檢測方法

劉艷蘋

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所，江蘇 揚州 225001)

低分辨率脈沖體制雷達對小目標探測能力有限，提出了一種基于線性調頻連續波(LFMCW)雷達的低速小目標檢測方法，利用LFMCW雷達高距離分辨率的優勢，采用快速傅里葉變換(FFT)處理、非相參積累以及恒虛警處理等，有效提高了信噪比，降低了虛警率。

線性調頻連續波；差拍信號；快速傅里葉變換；非相參積累；恒虛警

0 引 言

線性調頻連續波雷達具有高距離分辨率、無距離盲區、良好的低截獲性能以及結構簡單、體積小巧、重量輕等特點，主要應用于雷達成像、精確制導、機載導航設備等方面，也應用于工業控制、戰場偵察、氣象監測等不同領域[1]。在邊防、安防領域，對小型無人機、地面運動小目標的探測需求越來越迫切，針對這一類雷達反射截面積小、速度低的小目標，傳統的低分辨率脈沖體制雷達無法達成低速小目標探測能力要求，因此可采用具有高距離分辨率的線性調頻連續波雷達進行慢速小目標探測。

1 線性調頻連續波雷達工作原理

線性調頻連續波雷達的發射信號是線性調頻信號，接收的回波信號是延時了的線性調頻信號。線性調頻連續波信號有鋸齒波、對稱三角波2種頻率調制方式，鋸齒波是一種單斜率線性調頻連續波，理論和實踐證明采用這種波形的雷達存在嚴重的距離速度耦合現象，對多目標環境中的運動目標檢測影響很大。但在探測低速小目標時，距離速度耦合的影響在距離精度要求的范圍內，因此采用處理上相對簡單的鋸齒波作為發射信號。

如圖1所示，實線表示發射信號，時寬為τ，帶寬為B，重復周期為T，虛線表示接收回波信號，二者除了在時間上延遲了t外，形狀相同[2]。發射信號與接收回波信號經過混頻器混頻后得到二者的差拍信號。可以看出，發射信號的時寬τ遠遠大于最大作用距離對應的回波延時tm，而且差拍信號的頻率正比于目標距離，不同的回波延時對應不同的差拍頻率，二者成線性關系。

從圖1中還可以看出，不同的延時t對應不同的差拍頻率fb，對應關系如下：

(1)

且延時t與距離R滿足關系式:

(2)

式中：c為光速。

結合式(1)和式(2)可得到:

(3)

由式(3)可以看出，差拍頻率fb與距離R成線性關系，在差拍頻率恒定的有效時段Te進行采樣，通過快速傅里葉變換(FFT)便可以得到相應的信號功率譜，通過計算功率譜所在位置便可以測得目標到雷達的徑向距離。

2 檢測方法

由線性調頻連續波雷達的工作原理可以看出線性調頻連續波雷達的分析對象是發射信號和目標回波信號的差拍信號。對目標的檢測就是對差拍信號的頻率進行檢測，差拍信號的頻率與目標距離成比例關系，通過距離向FFT處理獲得回波信號的差拍頻率信息，再根據調頻曲線斜率計算出對應目標的距離信息。

在差拍信號有效區間進行采樣的數據，相當于對數據加了矩形窗。由于矩形窗在頻域的副瓣比較高，僅為-13 dB，為了降低副瓣的影響，對采樣信號進行加窗，窗函數選擇低副瓣、主瓣展寬較小的海明窗。

2.1 FFT點數的選取

如圖2所示，實線為發射波形，虛線為最大不模糊距離僅為Rmax的回波波形，即最大延時為tmax，最大差拍頻率為fmax，信號調頻帶寬為B，信號時寬為τ，發射周期為T，用于頻率檢測的最大時長為τ-tmax，即為有效采樣區間，采樣頻率為fs，在有效采樣區間內可采樣點數M=(τ-tmax)fs，考慮到工程實現中需留有一定余量，采樣點數通常為小于M的整數。

最大不模糊距離Rmax的回波頻域示意圖如圖3所示，采樣頻率fs≥2fmax，fmax為最大不模糊距離Rmax在頻譜上的位置，因此FFT處理之后，有效數據在頻域上的分布范圍為0～fmax。

FFT點數的選取與系統所要求的距離精度和距離分辨率有關。根據信號帶寬計算得到系統距離分辨率為:

R=c/2B

(4)

(5)

可得N≥fsτ，由于可采樣點數M=(τ-tmax)fs，tmax為大于零的數，故N>M，同時FFT處理的點數又要滿足是2的整數次冪，所以FFT點數N選取大于M的且為2的整數次冪的數[3]。實際采樣點數M小于FFT點數N，長度不足的部分補零。

2.2 非相參積累

非相參積累是將一次掃描時間內連續nB個重復周期同一距離單元的視頻回波信號能量積累起來，通過積累，進一步提高信噪比。基于機械掃描的搜索雷達的脈沖間積累采用滑窗積累，滑窗寬度為天線波束掃過點目標的時間內目標回波脈沖數量，可通過式(6)計算得到：

(6)

式中:θB為天線波束寬度;T為脈沖重復周期;ωm為天線掃描速度[4]。

2.3 恒虛警處理

恒虛警處理(CFAR)可選擇鄰近距離單元選大恒虛警或雜波圖恒虛警。

2.3.1 鄰近距離單元選大恒虛警

鄰近距離恒虛警分別對檢測單元兩側的回波幅度進行積累平均，并比較兩側均值，選擇較大的值作為恒虛警檢測的門限。鄰近距離單元選大恒虛警(GOCA-CFAR)檢測的原理圖如圖4所示。

2.3.2 雜波圖恒虛警

雜波圖恒虛警以靜態雜波圖作為恒虛警檢測門限，靜態雜波圖存儲于非易失存儲器內，在雜波圖建立期間采用遞歸常數進行積累。

雜波圖迭代公式由下式來描述：

(7)

式中:Dn,m(l)為天線第l個掃描周期得到的數據，共有I個距離門和J個脈沖的數據，等于這個方位-距離單元上所有采樣數據的均值:

En,m(l)=ω[Dn,m(l)-En,m(l-1)]+En,m(l-1)

(8)

式中:1>ω>0(例如1/8);l為天線掃描次數。

所謂的靜態雜波圖，是按空間劃分多個空間單元，對空間單元內雷達架設周邊環境初始偵測的雜波進行多個天線周期積累平均，從而獲得雜波均值，用于固定環境下檢測意外目標。

3 仿真驗證

設計一線性調頻連續波雷達，波束寬度為1°，天線轉速為20 r/min，信號調頻帶寬150 MHz，調頻時寬1.8 ms，調頻周期2 ms，最大不模糊距離1.8 km。

根據上述各公式，可計算出有效采樣區間為1 788 μs，最大差拍頻率為1 MHz，因此可采用2 MHz作為采樣時鐘。在有效信號時間內采樣點數為3 576個，FFT處理點數采用4 096，不夠的數據補零，FFT處理可實現的距離分辨率0.878 m，帶寬為150 MHz的線性調頻信號理論上距離分辨率為1 m，因此FFT點數的選取滿足系統性能要求。

假設目標距離在0.9 km處，即差拍頻率為0.5 MHz，模擬的目標信噪比0 dB，經過FFT處理后目標信噪比為31 dB，非相參積累后目標信噪比為32 dB。圖5～圖7分別是混合噪聲的差拍信號、經過FFT等相關處理后的結果和經過CFAR處理后的結果。

仿真結果顯示在0.9 km的位置有一目標，表明經過FFT處理和非相參積累，信噪比得到明顯改善，比傳統的脈沖雷達信號處理的信噪比改善效果顯著，再經過恒虛警處理后，有效降低了噪聲虛警，又進一步提高了信號檢測能力。

4 結束語

本文結合了線性調頻連續波雷達和脈沖體制雷達的傳統信號處理方法，將其應用于連續波體制搜索雷達慢速小目標的檢測。通過仿真結果分析和實際工程應用，這一系列檢測方法可有效檢測出噪聲和地物雜波背景下慢速小目標，而對于海雜波等背景下慢速小目標的檢測則需要進一步探索和研究。

[1] 楊帆.LFMCW雷達信號處理算法研究及實現[D].西安：西安電子科技大學，2007.

[2] 張琳.線性調頻連續波雷達信號處理技術[D].西安：西安電子科技大學，2003.

[3] 李鮮武.數字調頻連續波測距雷達方程[J].雷達科學與技術，2009，7(5)：329-332.

[4] SKOLNIK M I.雷達系統導論[M].林茂庸，程云明，毛二可，等譯.北京：國防工業出版社，1992.

DetectionMethodofLow-velocitySmallTargetsBasedonLFMCWRadar

LIU Yan-ping

(The 723 Institute of CSIC，Yangzhou 225001，China)

The detecting capability of low-resolution pulse system radar to small targets is restricted,this paper puts forward a detecting method based on linear frequency modulation continuous wave (LFMCW) radar for low-velocity small target,utilizes the advantage of high range revolution of LFMCW radar,adopts fast Fourier transform (FFT) processing,non-coherent integration and constant false alarm (CFAR) processing,etc.,effectively improves the signal to noise ratio,reduces the false alarm ratio.

linear frequency modulation continuous wave;beat signal;fast Fourier transform;non-coherent integration;constant false alarm

2017-07-08

TN957.51

A

CN32-1413(2017)05-0080-03

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2017.06.017