寬帶數字信道化技術在被動雷達導引頭中的應用

彭巧樂，馬躍華，羅 晨

(上海機電工程研究所，上海 201109)

0 引言

隨著雷達技術的發展，被動雷達導引頭面臨日益嚴重的挑戰。現代被動雷達導引頭對射頻信號的截獲和接收要求接收機具備以下特點：大瞬時帶寬、高靈敏度、大動態范圍、同時到達多信號檢測和處理、高信號分選和參數識別能力以及高測頻精度[1]。在電子戰和ESM系統中，滿足以上特點的接收機大多采用信道化結構的接收機[2-3]，將射頻信號混頻到中頻后通過一組毗鄰和均勻的模擬濾波器組進行信道化檢測和處理。被動雷達導引頭受體積的限制，接收機一般無法設置足夠數量的模擬濾波器實現信道化接收。因此，被動雷達導引頭為了對抗寬帶調頻調相雷達信號和頻率捷變雷達信號，采用了信號跟蹤本振技術的接收機。這種接收機能夠實現大的瞬時帶寬，有效地接收和對抗頻率捷變的雷達信號。但是這種體制的接收機不能處理同時到達的多信號。這個缺陷使得這種接收機在日益復雜的電磁環境下分選識別以及抗干擾的性能受到限制。為了克服模擬濾波器組信道化接收機和使用信號跟蹤本振技術的接收機的缺陷，被動雷達導引頭可以采用數字信道化接收機[1,4-5]的體制，可以實現大的瞬時帶寬和同時到達多信號處理，從而提高被動雷達導引頭的性能。此外，采用數字信道化接收機體制還具有更大的靈活性，可以通過軟件設置信道的個數，根據需要動態地劃分信道帶寬[6]，以及降低接收前端的插損和噪聲系數，提高被動雷達導引頭的靈敏度。

1 數字信道化算法原理

1.1 信道化處理基本原理

圖1 數字信道化原理框圖

數字信道化接收機采用頻率信道化的手段，根據各信號的頻率來分離輸入信號，其原理框圖如圖1所示。輸入信號通過一組帶通濾波器，然后經過抽取，得到每個信道的輸出。濾波器組中，每一個帶通濾波器都是從同一個原型濾波器得來的。令h0[n]表示一個因果對稱的長度為N的實系數低通濾波器:

h0[n]=h0…hN-1

(1)

這個原型濾波器的通帶邊沿頻率wp=π/K，阻帶頻率為ws=2π/K，通過它可以構造出一組帶通濾波器，第k個帶通濾波器的中心頻率為wk=2kπ/K，通過調制原型濾波器的系數得到第k個濾波器的系數：

hkn=h0nejwkn

(2)

式中，k=0,1,…，K-1。第k個帶通濾波器的頻率響應為：

Hkejw=H0ej(w-wk)

(3)

圖2 濾波器組的幅頻響應

圖3 數字信道化基本結構框圖

濾波器組的幅度響應如圖2所示。由原型濾波器構成濾波器組得到的數字信道化基本結構框圖如圖3所示。基本的實現結構稱為頻率信道化的低通實現，因為這種結構等效先將每個信道通過下變頻搬移到零中頻，然后經過一個帶寬為信道寬度的低通濾波器，每個濾波器對應輸出一個信道的輸出。圖3中濾波器在抽取因子M之前，也就是濾波在降速之前實現。這樣帶來2個不利的地方，一是對數字信號處理器件速度要求非常高，二是做了很多無謂的計算。對此工程應用中出現了相應的等效實現方案，可以通過多相濾波技術，將濾波器移到抽取之后完成。多相濾波技術在形式上是將濾波器的傳輸函數H(z)分解成多個不同相位的組，因而也叫多相分解，其本質是避免一些不必要的運算，從而提高濾波運算的計算效率和速度。對圖3所示的信道化結構采用多相濾波技術之后便可以得到高效的數字信道化結構，如圖4所示，其基本組成包括延時與抽取模塊、濾波器模塊和快速傅里葉變換模塊3大部分。

圖4 多相技術高效數字信道化結構框圖

1.2 抽取倍數

(5)

對信道信號的M倍抽取等效于將原信號的頻譜幅度衰減為原來的1/M，尺度擴展為原來的M倍。抽取后，每個信道輸出被帶限在-2πM/K≤w′≤2πM/K，這里的w′是抽取后的數字頻率。抽取后的頻譜如圖5所示。為了防止混疊，要求：

2πM/K≤π

(6)

因此，要求抽取倍數與信道數的關系滿足：

M≤K/2

(7)

圖5 進行M倍抽取頻譜變化

1.3 信道化處理增益

假定輸入到濾波器組的信號xn為一個淹沒在加性高斯白噪聲wn的脈沖調制的實正弦信號sn。即脈沖出現在時間窗n0≤n≤N0+n0內，那么：xn=sn+wn

(8)

式中，

sn=Acosw0n+θ

(9)

rw0=E(wmw*m)=σ2

(10)

那么輸入信噪比SNRin為：

(11)

假設脈沖調制正弦波的長度比濾波器長，即N0-N>0，當信號落在第k個信道，也就是信號的瞬時數字頻率w0滿足(k-1)π/K

ykn=yksn+ykwn

(12)

(13) 第k個濾波器輸出的噪聲ykwn為：

(14)

(15) 輸出噪聲分量的功率為：

(16)

因此，輸出噪聲功率跟濾波器特性有關。根據帕塞伐爾定理：

ω

(17)

對于通帶從(k-1)π/K到(k+1)π/K理想帶通濾波器：

(18)

第k個信道輸出的噪聲功率為：

/K

(19)

輸出信噪比為：

(20)

因此，可以得到信道化處理增益G為

(21)

對于不是理想的帶通濾波器，如圖2中半交疊濾波器組中的濾波器：

(22)

這樣，信道化處理增益G約為2K/3。

2 數字信道化技術與被動雷達導引頭中指標設計

2.1 瞬時帶寬與采樣率

為了實現通用性強和對抗頻率捷變、低截獲概率雷達信號，先進被動雷達導引頭的工作帶寬和瞬時帶寬都很寬，具有超寬帶的特性。被動雷達導引頭接收機采用數字信道化技術后，采樣速率決定了采樣帶寬和接收機的瞬時帶寬。根據帶通采樣定理，采樣速率fs和通帶帶寬B應滿足：fs≥2B

(23)

此外，帶通采樣時，采樣速率fs和中頻f0的關系還需滿足：fs=2(fL+fH)/(2n+1)=4f0/(2n+1) (n取滿足fs≥2B的正整數)

(24)實際中，帶通采樣前需要加抗混疊濾波器進行帶通濾波。濾波器有一定的過渡帶，假如抗混疊濾波器的3 dB通帶寬度為Bp，濾波器滿足一定帶外抑制參數的矩形系數為r，那么采樣帶寬B為：

B=rBp

(25)

圖6 濾波器的3 dB帶寬與帶通采樣的采樣帶寬關系示意圖

濾波器的3 dB帶寬與帶通采樣的采樣帶寬關系如圖6所示。也就是實際中，帶通采樣的采樣速率fs與信號的有效帶寬Bp應滿足：

fs≥2rBp

(26)

式中，r為抗混疊濾波器的矩形系數。那么，比如假如導引頭接收機要求瞬時帶寬500 MHz，滿足帶外抑制的濾波器矩形系數為2，則要求采樣率需要大于2GSPS。因此，被動雷達導引頭采用數字信道化技術對接收機數模轉換環節的采樣率要求是比較高的。

2.2 靈敏度與信道個數

被動雷達導引頭接收機靈敏度是導引頭性能的一個重要指標，它與噪聲系數、等效噪聲帶寬以及識別系數等參數有關，其計算公式為：Smin=kT0BnFnD

(27)

式中，k為玻爾滋蔓常數，T0為噪聲溫度，Bn為等效噪聲帶寬，Fn為噪聲系數，D為識別系數。 可以看到，接收機的靈敏度與等效噪聲帶寬成反比。因此，接收機的瞬時帶寬越寬，靈敏度就越低。被動雷達導引頭為了獲取更高的靈敏度，需要盡量減小瞬時帶寬。采用數字信道化技術時，接收機在中頻完成模數轉換，瞬時帶寬一般很寬，達到數百兆赫茲。直接對數模轉換后的數據處理將導致靈敏度很低。數字信道化接收機是通過信道化處理，獲得信道化處理增益，提高了接收機靈敏度。由此可見，信道化處理相當于把瞬時帶寬降低為子信道的帶寬。子信道的帶寬Bs為：

Bs=fs/K

(28)

因此，信道數目越多，子信道帶寬越小，接收機的靈敏度也就越高。但是，子信道的數目也不是越多越好，它受2個方面因素制約，一方面是雷達信號的帶寬，另一方面是接收機的實時信號處理能力。對于常規脈沖雷達信號，設其最小脈寬為τ，工程上被動雷達導引頭為了準確地獲得脈沖的前后沿信息，一般取接收機的帶寬為信號帶寬的4倍，因此要求：

Bs≥4/τ

(29)

此外，由于每個通道的采樣率高達數GSPS，數字信道化接收機對信號處理能力的要求也特別高，信道數目越多，要求的信號處理能力也越高，這在實際工程中往往受制于數字信號處理器件的性能。因此，信道個數需要根據靈敏度、信號帶寬以及工程實現性綜合考慮設計。

2.3 動態范圍與分辨率

動態范圍是被動雷達導引頭接收機的重要指標之一，接收機一般可以通過限幅放大器、數控衰減器、自動增益控制等電路實現接收機大的工作動態范圍，采用數字信道化技術時，更關注的是瞬時動態范圍，瞬時動態范圍描述了接收機不失真地接收多個信號的能力。瞬時動態范圍主要由ADC器件決定。ADC的線性動態范圍D為：D=6N-9-20lg(σ/uLSB)

(30)

式中，N為ADC的分辨率(轉換位數)，σ為噪聲均方根，uLSB為最小有效位對應的電壓值。可見，ADC的分辨率越高，瞬時動態范圍就越大。因此，為了擴大瞬時動態范圍，應盡量使用高分辨率的ADC器件。

3 結束語

將寬帶數字信道化技術應用于被動雷達導引頭中，有助于被動雷達導引頭實現大瞬時帶寬、高靈敏度、多同時到達信號處理的性能，改進導引頭的性能并且提高導引頭抗電磁干擾的能力。同時，通過數字化程度的提高，提高被動雷達導引頭的通用性、靈活性、可靠性等性能。但是，寬帶數字信道化技術依賴于模數轉換器件和數字信號處理器件，在現階段受到器件工藝和水平的制約。在現有器件水平條件下，需要對接收機的瞬時帶寬、瞬時動態范圍以及靈敏度等指標參數折中考慮，以達到最佳工程化水平。■