一種低成本高性能的低速電動汽車控制系統

李 浩，黃文新，邱 鑫，卜飛飛

(南京航空航天大學，江蘇 210016)

0 引 言

近幾年，我國低速電動汽車(速度低于70 km/h的簡易四輪純電動汽車)市場擴張迅速，市場潛力十分巨大，僅山東省2012年就銷售了近10萬輛的低速電動汽車。但是，目前市場上在售的低速電動汽車駕駛及安全性能普遍較低，同時為了降低成本，大多采用傳統的串勵電動機，控制器以簡單模擬電路或初級電路為主[1]。雖然串勵電動機控制簡單，但是其整體效率不高，而且電刷的存在增加了維護成本。因此，為了在未來的低速電動汽車市場上獲得有利的競爭優勢，有必要研制一款成本相當但具有優良性能的低速電動汽車控制器。

由于永磁同步電動機的功率密度和效率都比較高，因此在電池容量受到限制的情況下，比串勵電動機更加適合作為低速電動汽車的驅動電動機[2-3]。目前，永磁同步電動機調速系統一般都采用矢量控制，但是矢量控制對電動機參數變化敏感，它的控制性能可能被電動汽車復雜的運行工況影響。與矢量控制通過d，q軸電流解耦以完成對電磁轉矩的間接控制相比，直接轉矩控制可以直接對定子磁鏈幅值以及轉矩角進行控制以達到控制轉矩的目的，它對電動機參數變化不敏感，魯棒性較強，更加適用于電動汽車控制[4-5]。另外，為了盡可能地降低成本，電動汽車的控制系統采用多個功率MOSFET并聯方式組成系統的主功率電路，以代替價格昂貴的IPM智能功率模塊或者IGBT模塊。同時，分別使用廉價的開口磁環及磁編碼器來代替電流霍爾傳感器及旋轉變壓器進行電動機的相電流和位置檢測。

1 IPMSM-DTC策略

凸極永磁同步電動機(以下簡稱IPMSM)的轉矩方程可以表示:

Te=3pψs4LdLq[2ψfLqsinδ+ψs(Ld-Lq)sin(2δ)]

(1)

式中：p為電動機極對數；ψs為定子磁鏈；ψf為轉子磁鏈；Ld，Lq分別為電動機直交軸電感(Ld>Lq)；δ為電動機轉矩角，即定轉子磁鏈的夾角。

IPMSM的直接轉矩控制可以通過保持定轉子磁鏈幅值恒定、增大轉矩角δ,以獲得更大的輸出轉矩，如式(1)所示。但是當δ>δm時，系統轉矩角增加，導致電動機的輸出轉矩不升反降，最后造成系統的失控和崩潰[6-9]，因此矩角δ必須小于最大轉矩角δm。最大轉矩角δm的表達式可以表示：

式中：α=(ψfLd)/(Lq-Lq)。

如圖1所示，本文對電動機電磁轉矩Te和轉矩角δ的關系在α，β坐標系下進行分析。當需要將轉矩角從δ調節為δ′時，大于電動機反電勢的電壓矢量u，u′，u″都能滿足要求，但是各電壓矢量對定子磁鏈幅值的影響卻是不同的。與磁鏈ψs0垂直的u保持磁鏈幅值不變，u′在增加轉矩角的同時，還可以使磁鏈幅值減小，而u″將能夠同時令磁鏈幅值增加。因此，改變電壓矢量的發出角度將能夠起到同時調節電動機轉矩角和定子磁鏈幅值的效果。

圖1IPMSM-DTC控制原理矢量圖

假設保持發出電壓矢量的幅值不變，但是其相對垂直于定子磁鏈ψs0的方向偏離一定角度，則投影到垂直磁鏈方向的電壓矢量分量會相應減小，進而引起轉矩角的瞬時減小。但實際發出的電壓矢量大部分情況下都與當前磁鏈ψs0近似垂直，根據三角函數原理，投影到垂直磁鏈方向的電壓矢量分量變化還是比較小的。因此，發出電壓矢量的角度主要會對定子磁鏈幅值產生影響，其對轉矩角的影響基本可以忽略，從而通過分別控制發出的電壓矢幅值和角度對轉矩角和磁鏈幅值進行控制，實現轉矩和磁鏈的近似解耦控制。

圖2IPMSM-DTC策略總體框圖

根據上文的分析，得到了一種低速電動汽車用IPMSM-DTC控制策略，如圖2所示。通過該控制策略，直接通過轉矩閉環的PI控制器得到電壓矢量幅值。至于電壓矢量的角度變化量Δδ則由定子磁鏈幅值閉環得到，將Δδ和實時觀測的轉子位置以及轉矩角進行結合，綜合得到在靜止α-β坐標系的電壓矢量，最后經過SVPWM調制獲得主功率電路的驅動信號。

2 控制系統硬件設計

系統采用飛思卡爾(Freescale)公司的DSP MC56F8037作為控制核心，該DSP不僅具備12位高精度A/D轉換模塊和PWM發生器，還集成了SCI串行通信模塊，以便與上位機進行通信。整個系統主要由永磁同步電動機、72 V鉛酸電池組、并聯功率MOSFET主功率電路、MOSFET驅動電路、DSP核心控制電路、信號檢測與保護電路等相關電路構成，圖3為整個系統的硬件結構框圖。

圖3系統的硬件結構框圖

2.1 主功率電路設計

綜合考慮成本及低壓大電流情況下功率MOSFET遠比IGBT通態損耗低等因素[10-11]，采用功率MOSFET場效應管并聯組成系統的三相全橋主功率電路。圖4為系統主功率電路結構圖，其中功率MOSFET選擇英飛凌公司的MOSFET管IPP048N12N3G，漏極電流為100 A，耐壓值120 V，通態電阻為4.8 mΩ。在MOSFET并聯情況下，由于器件參數及驅動參數等因素的影響，經常會出現并聯的MOSFET產生嚴重的不均流現象，導致功率MOSFET過流損壞，因此最好選用同一型號、同一批次的功率MOSFET進行并聯，以獲得好的均流效果。

圖4三相全橋主功率電路結構圖

2.2 驅動電路設計

功率MOSFET在頻繁的開通、關斷過程中的損耗主要有通態損耗和開關損耗，其開關損耗方程如下：

PS=USIM2(ton+toff)f

(3)

式中：US為斷態電壓值；IM為通態電流值；f為PWM開關頻率；ton，toff為器件開通和關斷時間值。假設驅動電路的驅動電流I為恒定值，則功率MOSFET的開通和關斷時間如下：

dT=Q/I

(4)

式中：Q為柵極總電荷。若以驅動電路的峰值驅動電流IPeak代替I進行計算，則能獲得近似的開通和關斷時間。所以，較大的驅動電流將使功率MOSFET具有更快的開通和關斷時間，進而獲得更小的開關損耗。

IR2110是一款雙通道、高壓高速的功率MOSFET和IGBT驅動芯片，它成本低、響應速度快、驅動能力強。特別是其上管驅動采用外部自舉電容供電，使其只需要共用一路10～20 V電源就可以驅動三相全橋逆變電路，減低了驅動系統成本和體積，提高了系統可靠性。但是，IR2110的峰值驅動電流只有2 A，考慮到增加驅動電流可以達到降低開關損耗目的，系統采用兩片IR2110并聯方式組成功率MOSFET的驅動電路，以獲得4 A的峰值驅動電流。圖5為U相功率MOSFET驅動電路，其中UP_B為U相上管驅動信號，UN_B為U相下管驅動信號，UP_S與上管源級相連。

圖5基于IR2110的功率MOSFET驅動電路

2.3 電流檢測電路設計

系統使用霍爾元件和開口磁環相配合來采樣與檢測電動機相電流。在一定匝數的導線通過開口的磁環時，開口磁環氣隙處的磁感強度正比于導線電流，將霍爾元件SS496放在氣隙處來檢測氣隙磁感應強度以獲得導線電流值[12-13]，其工作原理如圖6所示。

圖6基于SS496的開口磁環電流采樣原理圖

霍爾元件SS496的有效輸出范圍為0.5～4.5V，而DSP56F8037的A/D采樣口允許輸入電壓范圍為0～3.3 V，因此需要一個電流調理電路對霍爾元件輸出信號進行轉換，電路圖如圖7所示。另外，系統只對三相電動機的兩相電流進行采樣調理，第三相根據電動機三相電流之和為零計算得出。

圖7電流調理電路

2.4 轉子位置檢測模塊

與感應電動機的直接轉矩控制不同，永磁同步電動機由于轉子磁鏈的存在，起動時定子的α軸及β軸磁鏈與該時刻轉子位置有關，因此需要確定電動機轉子的初始位置[4]。另外從實時監控轉矩角以防止系統崩潰角度出發，也需要使用轉子位置傳感器。目前，正弦波驅動永磁同步電動機的轉子位置檢測器件主要為光電碼盤和旋轉變壓器，但是光電碼盤對使用環境要求比較苛刻，旋轉變壓器的解碼芯片比較昂貴。針對上述問題，系統采用了廉價的非接觸磁編碼器AS5134作為轉子位置檢測器件。

AS5134是奧地利微電子公司推出的一款非接觸的8.5位磁旋轉變壓器芯片。該磁編碼器完全符合車用AEC-Q100標準，從磁鐵的磁感應強度信號輸入到芯片信號輸出延時只有22 μs左右，能夠以SPI方式輸出絕對位置信息，且最高測量轉速可達76 875 r/min。它通過芯片內部的磁霍爾元件檢測安裝在電動機轉子上感應磁鐵的磁感應強度，并利用芯片內部的A/D模塊、數字信號處理模塊獲得轉子的絕對位置信息，圖8、圖9分別為AS5134的安裝示意圖及內部原理圖。

圖8AS5134安裝示意圖

圖9AS5134內部原理圖

3 實驗驗證

為驗證本文的DTC控制策略的正確性和系統硬件的可靠性，在一拖動實驗平臺上進行了模擬電動汽車運行的相關實驗。平臺的實驗樣機為一臺4 kW的IPMSM，極對數為4，轉子磁鏈為0.021 2 Wb。拖動電動機為5.5 kW的異步電動機，由一臺西門子440系列變頻器進行控制。以轉速控制模式運行拖動電動機，轉矩控制模式運行實驗樣機。同時，利用DSP自帶的SCI通信接口，在上位機使用串行監控軟件Freemaster實時觀察和采集實驗數據及波形。

圖10為磁編碼器AS5134采集的轉子位置信號。電動機每轉過一轉，編碼器輸出360°機械角度步進絕對位置信號。

圖10基于磁編碼器AS5134的轉子位置信號

由圖11可知，在穩態運行條件下，定子磁鏈在靜止α，β坐標系的分量ψsα，ψsβ均具有較好的正弦度，定子磁鏈幅值的誤差在1%以內，電磁轉矩誤差在5%以內，電動機相電流比較平滑，說明該控制策略在穩態條件下有比較好的轉矩和磁鏈控制精度。

(a) 定子磁鏈

(b) 定子磁鏈的誤差

(c) 電磁轉矩

(d) A相電流

圖11負載10 N·m,轉速1 000 r/min時穩態實驗波形

圖12為拖動電動機轉速為1 000 r/min時，實驗樣機突加10N·m轉矩的實驗波形。通過實驗波形可知，轉矩相應時間只需要6 ms左右，系統有較快的轉矩響應。

(a) 電磁轉矩

(b)A相電流

圖121 000 r/min時突加10 N·m負載實驗波形

4 結 語

本文對基于IPMSM-DTC的低速電動汽車控制系統的硬件電路設計和控制策略做了簡單的敘述，并進行了相關的實驗驗證。實驗結果表明，系統采用的控制策略有效、可靠，硬件設計簡單、可行，比較適合成本壓力大但要求較高的轉矩控制與安全性能的低速電動汽車等應用場合。

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