基于DSP的內置式永磁同步電機控制系統設計

王偉洋，楊金波，張 錦，冀明路

(北京航天發射技術研究所，北京 100076)

0 引 言

內置式永磁同步電機(以下簡稱IPMSM) 是由繞線轉子同步電動機發展而來[1]。它是用永磁體代替電勵磁系統，省去了集電環、電刷和勵磁繞組。與其他形式電機相比，IPMSM具有轉矩密度大、轉速范圍寬、效率高、體積小等優點[2]，在電動汽車等領域得到了廣泛應用。

IPMSM矢量控制系統具有高動態性、高準確性和較寬的調速范圍[3]。本文分析了IPMSM矢量控制原理，設計了基于數字信號處理器(DSP)的矢量控制系統，實現了轉子位置檢測、電流檢測、IGBT驅動、轉矩控制等功能。實驗結果表明，該控制系統能夠對電機轉矩進行有效控制，滿足電動汽車動力系統的要求。

1 IPMSM數學模型和矢量控制方法

1.1 IPMSM在d-q坐標系下的數學模型

IPMSM在d-q坐標系下的電壓方程[3]：

(1)

磁鏈方程：

(2)

轉矩方程：

(3)

運動方程：

(4)

式中：uq,ud為交、直軸電壓；iq,id為交、直軸電流；ψq,ψd為交、直軸磁鏈；Rs為電機相電阻；Lq,Ld為交、直軸電感；ψf為永磁體磁鏈幅值；ωe為電角頻率；B為阻尼系數；Tl為負載轉矩;p為極對數。

穩態時d-q坐標系下主要矢量關系如圖1所示。

圖1 IPMSM坐標系統

1.2 矢量控制方法

矢量控制又稱磁場定向控制，是IPMSM的數學模型通過坐標變換到d-q坐標系下，實現了電機定子電流中勵磁分量和轉矩分量解耦。只需控制id,iq即可實現對電機輸出轉矩和轉速的控制，使得IPMSM獲得類似于直流電機的控制性能[4-5]。

IPMSM通常采用最大轉矩電流比控制(以下簡稱MPTA)，通過合理分配id,iq，充分利用磁阻轉矩，在相同電流幅值下使得輸出轉矩最大，從而降低逆變器容量，提高系統效率。

當IPMSM穩定運行時，忽略定子電阻，id,iq須同時滿足電壓極限橢圓和電流極限圓的要求。如圖2所示，當ωe=ωe1或ωe=ωe2時，電流矢量is分別被限制在各自對應的陰影區域內。

(5)

(6)

MTPA控制和弱磁控制的計算過程較為復雜，很難在控制器中進行實時計算。通常將相應轉速和轉矩對應的id,iq先計算出來，放入一個表格中，實際控制時采用查表和插值的方法來進行轉矩控制。

圖2 電壓極限橢圓與電流極限圓

基于以上分析，IPMSM矢量控制系統結構如圖3所示。控制系統由id和iq發生器模塊、電流PI調節模塊、坐標變換模塊、SVPWM算法模塊、逆變器模塊等組成。id和iq發生器模塊根據轉矩和轉速給定經查表計算出對應的id和iq指令。id和iq給定與經坐標變換后得到的實際電流值進行比較，經電流PI調節器后得到所需的d,q軸電壓。然后經Park逆變換和SVPWM模塊產生6路PWM信號驅動逆變器工作，最終將電壓施加到電機上[7]。

圖3 IPMSM的矢量控制框圖

2 硬件電路設計

硬件系統由主回路、驅動電路、DSP主控單元、電流檢測電路，位置檢測電路、掉電存儲電路、通訊電路等部分組成。各部分電路互相配合，共同完成對電機的控制，總體結構如圖4所示。

圖4 系統硬件總體結構

2.1 主回路

主回路包含母線支撐電容、三相逆變電路。該硬件系統主要用于控制100 kW大功率電機，輸出電流峰值在600A以上，為此選用2個600A/1200V的IGBT模塊并聯使用，以提高電流輸出能力。在大功率應用場合，IGBT并聯方案相比單IGBT方案具有散熱效果好、布局靈活和性價比高的優點。IGBT在電流較大時飽和壓降具有正溫度系數，這個特性也有助于IGBT并聯工作時實現均流。

2.2 DSP主控單元

DSP主控單元TMS320F28335是整個控制系統的核心，它主要負責信號采集、控制算法實現、參數管理、PWM信號生成以及與上位機通訊等工作。TMS320F28335不僅具有工作頻率高、運算速度快、支持浮點運算等特點，還提供了大量的外設資源，如AD轉換單元，ePWM單元、各種串行通訊單元(SPI，eCAN，IIC)，eQEP正交編碼器接口單元等。這些外設資源為電機控制提供了各類基本操作模塊，通過簡單配置寄存器即可實現相應的功能，有助于電機控制系統的快速開發。

2.3 驅動電路

驅動電路將DSP產生的PWM信號經隔離和放大后施加到IGBT上，控制IGBT通斷，從而輸出所需電壓。驅動電路以門極驅動光耦ACPL-344JT為核心，通過匹配必要的外圍器件來搭建。ACPL-344JT具有米勒電流箝位和軟關斷功能，提高了驅動電路的可靠性。除此之外，該芯片還能夠檢測IGBT飽和壓降和驅動電壓，當飽和壓降過高或驅動電壓過低時輸出故障信號并關斷輸出，及時保護IGBT。門極驅動光耦的驅動能力一般較小，峰值電流不超過2.5 A，通常需要外加一級推挽電路以增加驅動能力。驅動電路結構如圖5所示。

圖5 IGBT驅動電路

因為采用IGBT并聯方案，驅動電路應盡可能保持一致以提高均流效果，因此采用2個IGBT共用一套驅動電路的方案。將每一個IGBT的柵極電阻拆成兩部分，分別連接到柵極和射極上，利用射極電阻的負反饋作用使并聯的IGBT的開通過程趨于一致，可進一步改善動態均流。

2.4 電流檢測電路

IPMSM矢量控制需要測量各相電流進行坐標變換。根據電機最大工作電流，選用LEM公司900A量程的車用電流霍爾傳感器HAH1DRW 900-S，電流檢測電路如圖6所示。

圖6 電流檢測電路

電流霍爾傳感器采用5 V供電，將電流信號轉換為電壓信號輸出。當電流為零時，傳感器輸出2.5 V電壓；當電流在±900 A范圍內變化時，電流傳感器輸出電壓范圍是0.5～4.5 V。電流檢測電路接收電流傳感器的信號并經過運算放大器進行分壓，將其轉化為0.3～2.7 V以內的信號，以滿足DSP對輸入模擬電壓0～3 V的要求。圖6中2個二極管起嵌位作用，防止電壓超過A/D接口電壓范圍。

2.5 位置檢測電路

車用驅動電機通常采用旋轉變壓器來檢測轉子位置。位置檢測電路應能夠產生旋轉變壓器所需要的激磁信號，并根據其反饋的正余弦信號進行解碼，算出轉子位置。位置檢測電路如圖7所示。AD2S1205是具有12位分辨率的專用旋轉變壓器軸角轉換芯片，芯片上集成可編程正弦波振蕩器，可為旋轉變壓器提供正弦波激勵。軸角轉換器可以將正弦和余弦輸入端的信息轉換為輸入角度和速度所對應的數字量，并通過SPI串行接口將位置信息反饋給DSP。AD2S1205激磁信號驅動能力較弱，無法直接驅動旋轉變壓器，且對輸入信號幅值范圍有一定要求。因此，通過一個緩沖電路對激磁信號進行放大同時提高其驅動能力，以保證特定變比的旋轉變壓器的輸出信號能夠滿足軸角轉換芯片的要求。

圖7 位置檢測電路

2.6 存儲與通訊電路

DSP通過IIC總線與EEPROM相連，將電機控制所需的參數都保存在EEPROM中，保證參數值在下次上電后保持不變。

控制系統通過CAN通訊與上位機相連。CAN通訊電路由高速光耦和CAN收發器及必要的外圍器件組成，通訊速率最高可達1 Mb/s。

3 軟件設計

IPMSM控制系統的主要功能通過DSP軟件編程實現，控制軟件由主程序和中斷服務子程序構成。主程序完成系統及PWM，AD，SPI，CAN等模塊寄存器的初始化、變量及控制參數初始化、通訊等功能。主程序流程如圖8所示。在完成各類初始化操作后，程序將進入一個無限循環，不斷接收上位機的控制指令并將電機轉速、電流、溫度等重要信息發送給上位機。

圖8 主程序結構流程圖

電機控制策略的實現過程在中斷服務程序中完成。中斷服務程序流程如圖9所示。進入PWM周期中斷后，首先對電機相電流和母線電流進行采樣，并讀取軸角轉換器產生的位置信息，然后計算出電機當前速度并對電流進行坐標變換。根據各變量的值判斷電機是否處于過流、超速等故障狀態。如電機處于故障狀態，則立即關斷PWM輸出;如電機運行正常，則根據轉矩指令和當前轉速計算出電流指令值，經電流環PI調節器、電壓坐標變換和SVPWM調制后產生所需的PWM信號。

圖9 中斷服務子程序流程圖

4 實驗結果

實驗中，被控電機通過扭矩儀與一臺加載電機連接，被控電機工作于轉矩模式，加載電機工作于轉速模式。被控電機額定功率100kW，額定轉速1 000 r/min，額定轉矩955 N·m，額定電壓576 V(DC)，極對數6。通過加載系統將電機穩定在特定轉速，控制器根據指令驅動被控電機輸出指定轉矩。圖10為1 000 r/min,1 000 N·m工作點的三相電流波形，圖11為此時的電壓電流矢量圖。從圖10、圖11可以看出，電流波形保持正弦，三相電壓和三相電流矢量各維持120°的相位差，具有較好的對稱性，電機平穩運行。

圖10 三相電流波形

圖11 三相電壓、電流矢量圖

表1列出了不同轉速下電機所能輸出的最大轉矩。圖12為電機控制系統的轉速-最大轉矩和轉速-最大功率外特性曲線。隨著轉速的上升，電機輸出最大轉矩逐漸下降，但是在1 000 r/min以上，電機輸出最大功率基本可以保持不變，維持在最大功率點附近，符合電機高速恒功率輸出的特點。

表1 不同轉速下的最大轉矩與機械功率

圖12 額定電壓下的電機外特性曲線

5 結 語

在分析IPMSM數學模型和矢量控制原理的基礎上，結合車用驅動電機的使用要求，以TMS320F28335為主控芯片設計了IPMSM控制系統的軟、硬件。該控制系統能夠采集電流、位置等反饋信息，按上位機指令進行運算，輸出所需電壓，驅動電機運行。實驗結果表明，本文設計的電機控制系統能夠有效控制電機輸出轉矩，使電機在全轉速范圍內都能夠維持一定的輸出功率，滿足車用驅動電機系統的應用需求。

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