一種減小紋波電壓的新型電荷泵調節電路

歐陽托日，黃 魯

(中國科學技術大學 電子科學與技術系，安徽 合肥 230026)

0 引言

電荷泵電路是閃速存儲器(Flash Memory)電路中一個重要部分，用于提供一個比電源電壓更高的電平。相對于常規DC/DC電路，電荷泵由于不需要電感、容易實現片上集成而得到廣泛使用。

根據文獻[1]，電荷泵輸出電壓隨負載電流增加而降低。因此，電荷泵電路需要加上一個調節穩壓部分以確保輸出電壓穩定。一種經典調節結構由TANZAWA T[2]提出，稱為開關(SKIP)模式，原理是通過檢測輸出電壓，將其通過電阻分壓器分壓后和帶隙基準電壓進行比較產生一個控制信號。如果輸出電壓超過了所需電壓，控制信號將會使電荷泵停止工作，直到輸出電壓下降至設定電平以達到穩壓效果。但是該結構的缺點為電荷泵時斷時續地工作會帶來很大的紋波。文獻[3]在SKIP模式下，通過增加一個并聯電容來減小比較器的延時來嘗試降低電荷泵的紋波，但該方法并不能從根本上解決紋波問題。

LEE J Y[4]提出了頻率調制模式。和SKIP模式直接利用一個高低電平控制信號關閉電荷泵不同，頻率調制模式通過壓控振蕩器(VCO)控制電荷泵的時鐘頻率。輸出電壓較低時，VCO使得電荷泵工作頻率為最高，此時電荷泵充電速度最快。隨著輸出電壓的增加，VCO頻率變低，電荷泵的充電速度降低。然而該結構的紋波特性也不太令人滿意。文獻[5]將上述結構中的振蕩器改為電流控制振蕩器，然而由于整體結構變化不大，效果并沒有得到本質的提升。

本文對頻率調制模式做了一個建模分析，證明了單純的頻率調制只能穩住輸出電壓的直流電平而不能抑制紋波，抑制紋波必須進行額外的電流控制。由此本文提出了一種新的電荷泵調制系統，該結構不會額外增加太多的電路結構和功耗，又能夠有效抑制紋波。

1 頻率調制結構

1.1 頻率調制結構簡介

圖1所示為頻率調制結構，又稱為VCO結構。與SKIP模式中振蕩器頻率為恒定值不同，VCO模式的振蕩器頻率受輸出電壓控制。輸出電壓一個小的變化被分壓器檢測到，再通過誤差放大器放大，就會形成連續信號控制壓控振蕩器頻率。電荷泵剛開始充電時，輸出電壓最低，此時VCO頻率為最高，電荷泵充電速度最快；隨著輸出電壓的增加，VCO頻率降低使得電荷泵充電速度變慢。

圖1 VCO模式簡圖

該結構存在的一個問題是，由于其為一個連續控制的閉環系統，為獲得高的輸出電壓精度，環路增益必須設置得很高。然而環路增益過高將會導致輸出端的小的電壓變化被過分放大，導致在VCO的輸入端呈現為脈沖信號。此時VCO的時鐘輸出已經和SKIP模式的時鐘相差不大，紋波沒有得到改善。

1.2 頻率調制結構建模與分析

文獻[5]中提出了VCO結構，沒有對VCO結構進行分析。下文對該結構做一個簡要分析。圖2對VCO結構做了一個建模：根據文獻[1]，電荷泵可等效為一個電壓源和一個電阻。電壓源電壓為：

Vpp=VDD+NVg

(1)

電荷泵輸出電阻為：

(2)

圖2 VCO模式建模圖

式中VDD為電源電壓，Vg為電荷泵單級增益，N為電荷泵級數，f為電荷泵工作頻率,C為每一級電荷泵電容。式(1)、式(2)表明，電荷泵存在輸出電流時，輸出電壓下降值。

為計算環路增益，從輸出電壓Vout端斷開環路。輸出電壓被電阻分壓器R1、R2檢測，通過誤差放大器放大，放大器輸出信號控制壓控振蕩器。壓控振蕩器通過改變頻率改變電荷泵輸出電阻Rpump，輸出電壓為負載電阻RL和電荷泵輸出電阻Rpump的分壓值。系統環路增益T為：

(3)

(4)

(5)

其中Vout可由電阻分壓得到:

(6)

將式(4)、(5)、(6)帶入式(3)中，可得環路增益為：

(7)

這里忽略了分壓器電阻的負載效應。該系統中，輸出電壓Vout接近不變，振蕩器頻率f和壓控振蕩器增益成正比。由式(7)可以看出，為獲得精確的輸出電平必須提高環路增益，而在該電路中只能提高運放增益。

但是提高運放增益會導致輸出電壓有小的變化就會使運放輸出產生大的波動，從而導致VCO工作頻率跳變。如前所述，高的環路增益雖然提高了輸出電壓電平的精確度，但并不會減小輸出電壓紋波，表現為輸出電壓在直流電平上下波動。紋波電壓可近似表示為：

(8)

式中，ipump為電荷泵工作時的平均輸出電流；iL為負載消耗的電流，包括了電阻分壓器的電流；tpump為電荷泵一個周期內的充電時間，包括分壓器的延時、比較器的延時和電荷泵內部延時；CL為負載電容。一般來說，負載電容太大會導致面積太大，而電荷泵充電時間為電荷泵內部延遲，難以消除。因此減小紋波最好的辦法就是減小ipump和iL的差值，即使得ipump盡可能跟隨iL的變化。

對于輸出電流：

(9)

對于一個穩壓結構，Vout維持幾乎不變，而負載電流需要變化很大。SKIP模式直接讓Rpump呈現開路特征；VCO模式中通過改變頻率來調整Rpump的值。由于VCO頻率變化范圍有限，導致負載變化較大時，VCO模式和SKIP模式的紋波特性相差已經不大了。要改善輸出紋波，必須直接控制電荷泵輸出電流。

2 改進型電荷泵調節電路

2.1 改進型電荷泵調節電路的基本結構

改進型電荷泵調節電路結構如圖3所示。

圖3 改進型電荷泵調節電路框圖

本文仍沿用VCO模式的系統結構而結合了SKIP模式的控制方法。電荷泵分成三路并聯,電荷泵的驅動器被分離出來以方便實現控制。充電時，三路電荷泵能夠獲得較快的充電速度。而在輸出電壓接近最高電圧時，借助SKIP模式的特點，通過關閉電荷泵1和電荷泵2的驅動器，使電荷泵1和電荷泵2關閉，從而減小紋波。關閉兩個電荷泵等價于減小了每一級電荷泵的電容，從而增加了Rpump的值，減小了ipump的值。

圖4 重復利用的放大器

2.2 重載控制

圖5 使用遲滯反相器減小紋波

2.3 輕載控制

在負載極輕的情況下，關掉2/3的電荷泵后仍然會使得充電電流太大。本文借鑒了文獻[5]中的思路，關閉一部分驅動器以減小電荷泵輸出電流[5-6]。區別在于，本文使用連續調制的辦法控制常開電荷泵的驅動器，如圖6所示。圖中將運放第二級輸出端的信號Vctrl作為控制信號。當輸出電平較低時，Vctrl電壓較高，即M1管柵極電壓較高，使得M3管和M4管能夠通過一個較大的電流，反相器M5、M6能夠正常工作。而輸出電平較高時，M1的柵極電壓較低，反相器M5、M6能夠通過的最大電流會被M3、M4限制住，使充電速度變慢。仿真表明，該結構能夠減小輕載時最多40%的紋波。

圖6 連續控制驅動器電流

3 電路仿真結果與比較

基于XMC 0.18 μm浮柵工藝，使用Cadence Spectre工具對電路進行仿真。電源電壓為1.8 V，經仿真，輕載(負載為100 μA)紋波為62 mV，重載(負載為1 mA)紋波為35 mV，如圖7、圖8所示。表1給出了本設計和其他設計的比較。文獻[3]為獲得較好的紋波特性使用了較大的電容，文獻[5]雖然紋波較小，但是輸出電流太小。此外，文獻[3]、[4]、[5]均未涉及超寬負載的紋波降低技術。本文在負載電容不大和負載電流變化很大的情況下取得了較好的紋波特性。

圖7 輕載輸出電壓紋波

圖8 重載輸出電壓紋波

4 結論

本文基于XMC 0.18 μm工藝提出了一種新型電荷泵調制系統。重載時，對電荷泵進行分路控制，對誤差放大器進行重復利用，減少了比較器的使用，降低了電路靜態功耗。輕載時利用連續調制對電容驅動器進行了連續調制，減小了電荷泵的輸出紋波。仿真表明，本設計在不用較大電容負載時在寬負載下能取得較好的紋波特性。

表1 本設計和其他設計比較

參考文獻

[1] DICKSON J F. On-chip high-voltage generation in MNOS integrated circuits using an improved voltage multiplier technique[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits, 1976, 11(3): 374-378.

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[3] KANG Y H, KIM J K, HWANG S W, et al. High-voltage analog system for a mobile NAND Flash[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits, 2008, 43(2): 507-517.

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[5] RUMBERG B, GRAHAM D W, NAVIDI M M. A regulated charge pump for tunneling floating-gate transistors[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, 2017, 64(3): 516-527.

[6] TANZAWA T. A switch-resistance-aware Dickson charge pump model for optimizing clock frequency[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Express Briefs, 2011, 58(6): 336-340.