一種基于不等間隔濾波器的窄帶干擾抑制方法

鄭相全，張先祿，楊婷婷，吳玉成

(1.軍事科學院系統工程研究院，北京 100141；2.信息管理中心，北京100034；3.重慶大學 通信工程學院，重慶 400044)

0 引言

在直接序列擴頻通信(Direct Sequence Spread Spectrum，DSSS)系統中，工業干擾、臨近電臺信號輻射和人為干擾等情況普遍存在，在擴頻通信頻段內形成窄帶干擾(Narrow-band Interference，NBI)。雖然DSSS系統具備一定的抗干擾能力，但強干擾背景下系統性能將急劇下降。研究超過擴頻增益的窄帶干擾抑制技術[1-2]是DSSS系統應用中的重要話題。

常用擴頻系統窄帶自適應干擾抑制技術有變換域和時域2種。其中變換域方法[3-4]通常采用頻域方法，通過快速傅里葉變換(Fast Fourier Transformation，FFT)處理獲得接收信號中的窄帶干擾信息，通過特定算法在頻域消除干擾。但頻域消除窄帶干擾的缺陷是計算復雜度高、存儲空間和計算延時較大，不能跟蹤頻率快速變化的窄帶干擾[5]，同時對接收信號進行時域加窗處理會帶來頻譜泄漏等不良影響[6-7]，致使干擾無法完全消除。且在沒有窄帶干擾的情況下，引入頻域處理會帶來較大固有損耗。

時域方法[8-9]利用擴頻信號和窄帶干擾可預測性(即相關性)差異，估計出干擾信號，再從接收信號中減去預測的干擾信號，達到抑制干擾的目的。現有時域消除窄帶干擾方法的信號預測采用自適應濾波算法[10-11]來實現，通常采用最小均方誤差(Least-Mean-Square，LMS)算法或遞歸最小均方誤差(Reiterative Least-Squares，RLS)算法及其改進算法。其中基于LMS算法[12-13]的窄帶干擾抑制方案便于數字化實現，缺點是迭代次數較多，基于RLS算法窄帶干擾抑制方案收斂較快，但計算較復雜。

時域窄帶干擾抑制方案通常采用等間隔橫向濾波器，但抑制能力有限，為了進一步提高對不同窄帶干擾的抑制能力，本文提出變抽頭間隔的實現方案。由于變抽頭間隔方案實現復雜，所以設計能夠適應多種干擾模式且階數較低的濾波器用于窄帶干擾抑制，是變抽頭間隔方案工程實現中亟待解決的重要問題。本文結合實際應用，設計了一種易于FPGA實現、固有損耗低的時域自適應窄帶干擾抑制方法，并通過軟件仿真和實際硬件測試驗證了其可行性。

1 時域窄帶干擾抑制原理

擴頻系統的寬帶頻譜內，擴頻信號與窄帶干擾具有不同自相關特性[14-15]。寬帶擴頻信號的自相關特性相當于高斯白噪聲，而窄帶干擾信號自相關性較強，可以被預測?；谧赃m應濾波原理[16]，可從接收到的當前信號預測出下一時刻窄帶干擾信號，再用后一時刻接收信號減去當前時刻干擾預測值，實現窄帶干擾抑制。時域窄帶干擾抑制原理如圖1所示。

圖1 時域窄帶干擾抑制原理

2 不等抽頭間隔時域窄帶干擾抑制

通常時域抗窄帶干擾的橫向濾波器抽頭間隔為碼片周期的整數倍或者小數倍[17-18]，在實際工程中，一般取數據采樣周期的整數倍。

設2N+1階橫向濾波器的輸入為x(t)，輸出為y(t)，第i個抽頭的系數為ci，延遲間隔為τi=k·TS，i=1，2，…，2N+1，TS為采樣周期，k為延遲的采樣時鐘數。則

(1)

從頻域特性的角度進行分析，若τi為某一固定值τD，即抽頭間隔相同，則

(2)

由式(2)可以看出，抽頭延遲間隔所產生的傅里葉變換項e-jωτD不對最終頻譜成型起決定作用，濾波器頻率響應僅依賴于抽頭系數和輸入信號，涵蓋的頻率特性比較單一。因此，等抽頭間隔濾波器的濾波效果需要足夠的階數支撐，即抽頭延遲個數很大。理論上，一個抽頭數無限的等間隔預測濾波器，可消除所有窄帶干擾影響，但實際工程中的抽頭數量總會受到限制。另外，在工程實現時，由于等抽頭間隔濾波器采樣位置不變，從而導致時域信息存在著不完整性。

為此，本文提出將τi設定為變化值，則式(2)變為：

(3)

由式(3)可以看出，τi為變化值時，濾波器的頻率響應不但受抽頭系數和輸入信號影響，而且還與抽頭間隔值有關；傅里葉變換項是對多個頻率特性的綜合，包含的頻率特性更全面，即不等抽頭間隔濾波器較等抽頭間隔濾波器的頻譜特性更適于窄帶干擾預測與抑制。另外，由于不等抽頭間隔濾波器使延遲取樣點更為分散，所包含的時域信息更全面，因而達到同樣的窄帶干擾抑制能力時，不等抽頭間隔濾波器所需階數遠小于等抽頭間隔濾波器所需的階數。

對于不等抽頭間隔濾波器，抽頭間隔和階數設計是關鍵技術之一。根據相關定理，抽頭間隔按照遞增素數的規律設計，其窄帶干擾抑制效果易達到最佳。另外，鑒于LMS算法簡單、運算量小、收斂性能穩定和易于FPGA實現，本文選取LMS算法作為變抽頭間隔濾波器自適應算法。

基于上述思想，結合仿真技術，本文基于DSSS系統設計了一種不等抽頭間隔的橫向濾波，如圖2所示。各抽頭采樣間隔依次為1和遞增素數(2，3，5，7，11，13等)，濾波器階數選為7階，自適應算法為LMS。

經計算與實現，圖2所示的設計方案總計需要14個乘法運算和8個加法運算，不僅運算量小，而且復雜度低。

圖2 不等間隔DSSS系統時域窄帶干擾抑制原理

3 性能仿真

采用本文設計方法，對其抗窄帶干擾能力進行驗證。DSSS系統為128倍擴頻，調制方式為差分格雷映射QPSK、射頻帶寬10 MHz。干擾類型有單頻干擾、雙音干擾、調相QPSK單窄帶干擾以及多窄帶干擾4種情況，其中多窄帶干擾包含調相QPSK窄帶干擾和調頻CPFSK窄帶干擾。仿真中未考慮信道編譯碼。

針對采用等間隔抽頭和不等間隔預測濾波器2種情況，對DSSS通信系統誤碼率進行對比，結果如圖3～圖6所示。圖3的單音干擾可位于擴頻信號帶寬內任意位置，信干比設置為-48 dB。圖4的雙音干擾分開的2個單音干擾，一個信干比為-32 dB，一個為-35 dB，總信干比為-37 dB。圖5的調相干擾采用QPSK已調信號，其帶寬為擴頻信號的10%，信號比為-36 dB。圖6的多窄帶干擾包括：一個調相干擾，帶寬占總帶寬5%，信干比為-24 dB；2個調頻干擾，帶寬都為總帶寬5%，信干比均為-25 dB；多個窄帶干擾不重疊，總信干比-29 dB。

圖3 單頻干擾抑制后系統誤碼性能

圖4 雙音干擾抑制后系統誤碼性能

圖5 調相干擾抑制后系統誤碼性能

圖6 多窄帶干擾抑制后系統誤碼性能

由圖3～圖6可知，無論系統面臨何種干擾，不等抽頭間隔結構對系統性能的改善都優于等抽頭間隔結構。由圖3可見，當干擾為最常見的單頻干擾時，可對抗的信干比達到-48 dB，扣除擴頻增益21 dB，可額外獲得27 dB抗窄帶干擾能力。由圖6可見，多窄帶干擾時，本方案抗干擾能力降低，這是因為多窄帶干擾信號的統計特性時域預測較困難，此時，相對頻域處理，時域預測不占優勢。

4 實測驗證

基于本文方案，在FPGA上實現了窄帶干擾抑制模塊，DSSS系統參數與仿真部分一致，AD變換器位數為12位，LMS內部運算采用24位數據。在Stratix III EP3SE50芯片上，本模塊共使用28個DSP單元(每個乘法運算占用2個DSP單元)，1 490個邏輯單元，241 744個存儲單元，總體資源占用很少。

在保證系統正常工作前提下，對系統抗窄帶干擾能力進行實測，結果如表1所示。單頻干擾頻率為DSSS通信系統射頻帶內任意頻點，調相窄帶干擾帶寬占信號總擴頻帶寬的10%，中心頻率為系統中心頻率。

表1 抗干擾性能測試結果 (dB)

下面對抗窄帶干擾性能極限進行分析。DSSS系統通常只需保證3～4 bit有效數據即可實現正常通信，再扣取1 bit符號位，采用12位AD采樣時，可有7～8 bit數據用于對抗干擾，總體信干比可達-42～-48 dB。128倍擴頻系統12 bit采樣時，最大抗窄帶干擾能力提升為27 dB。綜上，提高抗干擾能力可從以下方面著手：一是增加AD采樣位數，二是優化電路板設計，最大限度地降低PCB板的底部噪聲。射頻端未加入窄帶干擾時，針對抗窄帶干擾模塊給DSSS通信系統帶來的損耗進行測試。結果顯示，對接收靈敏度影響小于1 dB。

5 結束語

DSSS系統中存在超過擴頻增益的窄帶干擾時，將導致系統無法工作。實際應用中，要求抗窄帶干擾技術能快速適應復雜干擾模式、實現復雜度較低，且固有損耗小?；诓坏瘸轭^間隔濾波器的時域窄帶干擾抑制方法，利用經不同延遲的多個抽頭輸出，實現對復雜模式干擾的快速估計，且所需階數較少。后續可利用非線性自適應算法進一步提升估計收斂速度和估計精度。

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