一種降低OFDM/OQAM系統(tǒng)峰均比的C-OSLM聯(lián)合算法

靳寒陽(yáng) ，王 波 ，李燕龍

1.桂林電子科技大學(xué) 認(rèn)知無(wú)線電與信息處理教育重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，廣西 桂林 541004

2.中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所 通信網(wǎng)信息傳輸與分發(fā)技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，石家莊 050081

1 引言

正交頻分復(fù)用/交錯(cuò)正交幅度調(diào)制（Orthogonal Frequency Division Multiplexing/OffsetQuadrature Amplitude Modulation，OFDM/OQAM）技術(shù)在近年來(lái)受到學(xué)術(shù)界廣泛的重視[1-3]，成為了5GNOW[4]、PHYDYAS以及METIS[5]等歐盟項(xiàng)目的重點(diǎn)研究?jī)?nèi)容，并被我國(guó)IMT-2020（5G）推進(jìn)組納入5G物理層調(diào)制波形的主要候選方案之一。通過(guò)引入具有良好時(shí)頻聚焦特性的濾波器，OFDM/OQAM系統(tǒng)能夠有效抵抗載波間干擾（Inter-Carrier Interference，ICI）和碼間串?dāng)_（Inter-Symbol Interference，ISI）[6]，進(jìn)而避免了循環(huán)前綴（Cyclic Prefix，CP）[7-8]的使用，提高了頻譜利用率。

但作為一種多載波調(diào)制方式，OFDM/OQAM系統(tǒng)也會(huì)由于多個(gè)子信道疊加產(chǎn)生較大的峰值，導(dǎo)致峰均比（Peak-to-Average Power Ratio，PAPR）較高。在系統(tǒng)的硬件實(shí)現(xiàn)過(guò)程中，這一問(wèn)題將增加對(duì)功率放大器線性范圍的要求，使得系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)成本劇增，也降低了放大器的工作效率。因此，降低OFDM/OQAM系統(tǒng)的峰均比是其工程應(yīng)用的一個(gè)重要問(wèn)題。

在傳統(tǒng)OFDM系統(tǒng)中，從是否會(huì)對(duì)原信號(hào)帶來(lái)失真的角度可將峰均比抑制方法分為有失真方法和無(wú)失真方法。信號(hào)有失真方法的典型代表為限幅（Clipping），壓縮擴(kuò)展變換（Companding）。信號(hào)無(wú)失真方法有編碼（Coding）、選擇映射（Selective Mapping，SLM）、部分傳輸序列（Partial Transmit Sequence，PTS）以及預(yù)留子載波（Tone Reservation，TR）等。

上述方法中，Clipping可直接應(yīng)用于OFDM/OQAM系統(tǒng)中，但會(huì)為系統(tǒng)帶來(lái)信號(hào)失真，影響誤碼性能[9]。而無(wú)失真方法大多要求其應(yīng)用場(chǎng)景下的數(shù)據(jù)符號(hào)之間具有獨(dú)立性，由于OFDM/OQAM系統(tǒng)中存在“符號(hào)重疊”這一現(xiàn)象，這些方法不能被直接應(yīng)用于OFDM/OQAM。針對(duì)符號(hào)重疊的問(wèn)題，文獻(xiàn)[10]對(duì)SLM進(jìn)行改進(jìn)，在為當(dāng)前符號(hào)篩選碼字時(shí)，增加對(duì)所有與之重疊符號(hào)的考慮，提出了重疊選擇映射法（Overlapped Selective Mapping，OSLM）；文獻(xiàn)[11]引入一種滑動(dòng)窗口結(jié)構(gòu)，對(duì)OFDM下的預(yù)留子載波法進(jìn)行了改進(jìn)；文獻(xiàn)[12]通過(guò)對(duì)OFDM/OQAM系統(tǒng)中的符號(hào)進(jìn)行分塊處理，提出一種分段-部分傳輸序列法（Segmental Partial Transmit Sequence，S-PTS）法；文獻(xiàn)[13]將符號(hào)分塊后進(jìn)行動(dòng)態(tài)聯(lián)合優(yōu)化，提出一種基于PTS方法的多塊聯(lián)合優(yōu)化（Multi-Block Joint Optimization，MBJO）算法；文獻(xiàn)[14]針對(duì)OSLM計(jì)算復(fù)雜度高的問(wèn)題，提出一種改進(jìn)型OSLM算法（Improved Overlapped Selective Mapping，IOSLM）。

上述針對(duì)符號(hào)重疊問(wèn)題提出的算法均對(duì)傳統(tǒng)算法進(jìn)行了改進(jìn)，使之適用于OFDM/OQAM的峰均比抑制。

然而，其中預(yù)留子載波類(lèi)方法需要預(yù)留額外的子載波用于峰值抵消，占用了一定的頻帶資源。對(duì)于PTS與SLM類(lèi)改進(jìn)算法，SLM類(lèi)算法不需要PTS中特定的優(yōu)化模塊來(lái)計(jì)算選出最優(yōu)碼字，實(shí)現(xiàn)較為簡(jiǎn)單。文獻(xiàn)[14]中所提出的IOSLM算法針對(duì)OSLM算法的復(fù)雜度問(wèn)題進(jìn)行了優(yōu)化，但由于增加了對(duì)重疊符號(hào)的考慮，IOSLM算法計(jì)算量仍高于OFDM中SLM算法一倍以上。而在算法實(shí)際應(yīng)用過(guò)程中，雖然算法性能會(huì)隨碼字組數(shù)的翻倍有逐步提升，但此過(guò)程中算法性能增益會(huì)逐漸減小，系統(tǒng)的計(jì)算量也會(huì)倍增。

文獻(xiàn)[15-17]指出，在OFDM系統(tǒng)下，Clipping與SLM的聯(lián)合算法可以顯著提升PAPR抑制效果。然而，目前為止還沒(méi)有基于OFDM/OQAM系統(tǒng)對(duì)二者聯(lián)合算法的相關(guān)研究。

本文基于OFDM/OQAM系統(tǒng)提出限幅-重疊選擇映射（Clipping-OSLM，C-OSLM）聯(lián)合算法。并通過(guò)選擇算法參數(shù)的最優(yōu)值，使C-OSLM在引入Clipping的同時(shí)保證系統(tǒng)的誤碼性能，以極小的計(jì)算復(fù)雜度為代價(jià)，大幅降低OFDM/OQAM系統(tǒng)峰均比。

2 OFDM/OQAM的系統(tǒng)模型及PAPR

2.1 OFDM/OQAM系統(tǒng)模型

設(shè)子載波數(shù)為N，符號(hào)數(shù)為M，則OFDM/OQAM系統(tǒng)的基帶等效發(fā)送信號(hào)可表示為：

am,n是第m個(gè)符號(hào)中第n個(gè)子載波上發(fā)送的實(shí)值數(shù)據(jù)符號(hào)，T為符號(hào)周期，h(t)為原型濾波器的沖擊響應(yīng)。本文采用長(zhǎng)度為4T的各項(xiàng)同性正交變換函數(shù)[10，14，18]（Isotropic Orthogonal Transform Algorithm，IOTA）濾波器，相位偏移為時(shí)-頻格點(diǎn)坐標(biāo)為(m,n)處的基函數(shù)，由于OFDM/OQAM系統(tǒng)在實(shí)數(shù)域嚴(yán)格正交，系統(tǒng)滿(mǎn)足如下內(nèi)積運(yùn)算式：

其中為內(nèi)積運(yùn)算與取實(shí)操作，當(dāng)m=m0時(shí)，δm,m0=1，否則δm,m0=0。

OFDM/OQAM的系統(tǒng)框圖如圖1所示。在發(fā)送端，數(shù)據(jù)經(jīng)串并變換后，將每個(gè)符號(hào)分別取實(shí)部與虛部放置上下兩路，再進(jìn)行相位偏置、快速逆傅里葉變換，之后分別經(jīng)過(guò)兩個(gè)彼此在時(shí)域上相差半個(gè)符號(hào)周期的濾波器，最終將上下兩路信號(hào)數(shù)據(jù)疊加，經(jīng)并串轉(zhuǎn)換傳輸至信道。

圖1 OFDM/OQAM系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)框圖

符號(hào)重疊情況如圖2所示，以圖中第5個(gè)符號(hào)為例，每個(gè)當(dāng)前符號(hào)會(huì)受到前4個(gè)符號(hào)的重疊影響。這是由于OFDM/OQAM系統(tǒng)中采用的濾波器長(zhǎng)度為4T，符號(hào)在經(jīng)過(guò)濾波器后，其長(zhǎng)度從T變?yōu)?T。而上下兩路濾波器的不同導(dǎo)致了兩路數(shù)據(jù)間存在半個(gè)符號(hào)周期的時(shí)域間隔，故每個(gè)符號(hào)在經(jīng)過(guò)OFDM/OQAM系統(tǒng)發(fā)射端的整個(gè)調(diào)制過(guò)程后，其長(zhǎng)度由T變?yōu)榱?.5T。又由于符號(hào)周期固定（符號(hào)周期為T(mén)），經(jīng)過(guò)OFDM/OQAM調(diào)制后的每個(gè)當(dāng)前符號(hào)將受到前4個(gè)符號(hào)之間的重疊影響。

圖2 OFDM/OQAM系統(tǒng)符號(hào)重疊示意圖

這導(dǎo)致要求符號(hào)間具有獨(dú)立性的SLM無(wú)法直接應(yīng)用于OFDM/OQAM系統(tǒng)，針對(duì)此問(wèn)題，在使用SLM在為每個(gè)當(dāng)前符號(hào)篩選碼字時(shí)必須附加對(duì)與之重疊符號(hào)的考慮。

2.2 OFDM/OQAM的PAPR

在OFDM系統(tǒng)中，PAPR的定義為時(shí)域信號(hào)功率的峰值與均值之比，基帶信號(hào)的PAPR表示為：

雖然OFDM/OQAM系統(tǒng)中符號(hào)間存在重疊影響，但相關(guān)文獻(xiàn)[19-20]指出，OFDM/OQAM系統(tǒng)與OFDM系統(tǒng)在一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)均傳輸一個(gè)完整實(shí)值符號(hào)。對(duì)于OFDM/OQAM系統(tǒng)，可使用與OFDM系統(tǒng)下表達(dá)式相同的互補(bǔ)累積分布函數(shù)（Complementary Cumulative Distribution Function，CCDF）來(lái)作為衡量PAPR的方法。CCDF通常以PAPR大于某門(mén)限值γ（或PAPR0）的概率來(lái)表示：

3 C-OSLM峰均比抑制算法

3.1 SLM與Clipping

SLM[21]（選擇映射）的原理是：在調(diào)制出頻域數(shù)據(jù)并進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換之后，產(chǎn)生U組矢量元素幅值均為1的相位矢量（也稱(chēng)作U組碼字）。分別與每個(gè)符號(hào)進(jìn)行點(diǎn)乘、產(chǎn)生U組備選信號(hào)，從U組備選信號(hào)中選擇一組PAPR最小的作為最終的傳輸方案，并在接收端變換至頻域之后將與每個(gè)符號(hào)對(duì)應(yīng)點(diǎn)乘的碼字去除。碼字元素形式為=α∈[0,2π);n=1,2,…,N;u=1,2,…,U 。

Clipping（限幅）的原理為：設(shè)定閾值，將時(shí)域信號(hào)幅值與之進(jìn)行對(duì)比，如超過(guò)閾值則保持信號(hào)輻角不變，將幅值強(qiáng)制置為閾值，如不超過(guò)閾值則不做處理。經(jīng)過(guò)限幅操作之后的時(shí)域信號(hào)可表示為：

其中A=CR?Aav為限幅閾值，CR為限幅率（Clipping Rate），Aav為符號(hào)內(nèi)每個(gè)頻點(diǎn)數(shù)據(jù)幅值的均值，?(t)代表原信號(hào)輻角。

3.2 C-OSLM

SLM無(wú)法直接應(yīng)用于OFDM/OQAM系統(tǒng)，雖然在增加了對(duì)與當(dāng)前符號(hào)重疊的前4個(gè)符號(hào)的考慮后，以O(shè)SLM的形式應(yīng)用于OFDM/OQAM系統(tǒng)中。但對(duì)于“符號(hào)重疊”影響的考慮增加了碼字選擇的約束，降低了碼字篩選的自由度，從而使OSLM算法的PAPR抑制性能不甚理想。文獻(xiàn)[14]指出，由于OFDM/OQAM系統(tǒng)中的濾波器通常具有良好的時(shí)頻聚焦特性，濾波器的能量主要集中在中間部分。這導(dǎo)致與當(dāng)前符號(hào)發(fā)生重疊的符號(hào)數(shù)雖為4個(gè)，但對(duì)當(dāng)前符號(hào)數(shù)據(jù)有著實(shí)質(zhì)性影響的僅為距離當(dāng)前符號(hào)最近的一個(gè)符號(hào)。并基于此理論提出IOSLM算法，將篩選碼字時(shí)考慮的重疊符號(hào)個(gè)數(shù)從4改為1，在減小計(jì)算復(fù)雜度的同時(shí)，一定程度上增加了碼字篩選的自由度，提升了算法性能。

在OFDM系統(tǒng)下，Clipping與SLM有3種結(jié)合方式[15-17]。本文將IOSLM算法與Clipping結(jié)合，對(duì)應(yīng)的OFDM/OQAM系統(tǒng)下IOSLM算法與Clipping 3種結(jié)合方式如圖3所示（方案A、B、C）。

圖3 C-OSLM算法結(jié)構(gòu)框圖

3種方案不同之處在于插入限幅操作的位置不同：

方案A：將限幅操作插入至OFDM/OQAM系統(tǒng)的“頻-時(shí)”變換過(guò)程之后、碼字選擇之前，“頻-時(shí)”變換過(guò)程指數(shù)據(jù)由頻域轉(zhuǎn)換至?xí)r域的整個(gè)過(guò)程，其中包括實(shí)虛分路、相位偏移、IFFT、經(jīng)過(guò)濾波器以及實(shí)虛路相疊加一系列操作；

方案B：將限幅操作插入至碼字選擇之后、進(jìn)入信道之前；

方案C：將限幅操作插入至串并變換之后、點(diǎn)乘碼字之前。

由于限幅的操作對(duì)象為時(shí)域數(shù)據(jù)。OFDM系統(tǒng)中數(shù)據(jù)由頻域轉(zhuǎn)換至?xí)r域僅需IFFT即可完成，而OFDM/OQAM系統(tǒng)中頻域數(shù)據(jù)則需經(jīng)過(guò)實(shí)虛分路、相位偏移、IFFT、經(jīng)過(guò)濾波器以及實(shí)虛路相疊加等一系列過(guò)程。因此方案C極高的復(fù)雜度決定了其并不適用于OFDM/OQAM系統(tǒng)，本文的C-OSLM聯(lián)合算法采用方案A與方案B兩種方案來(lái)對(duì)OFDM/OQAM系統(tǒng)的峰均比抑制進(jìn)行研究。其實(shí)施過(guò)程可用圖4流程圖表示。

圖4 C-OSLM算法流程圖

算法具體操作包括如下步驟：

步驟1初始化。產(chǎn)生U組相位矢量（碼字）用于與每個(gè)符號(hào)進(jìn)行點(diǎn)乘。每組碼字長(zhǎng)度為N，碼字元素表示為,i=1,2,…,U,與碼字點(diǎn)乘后的實(shí)值數(shù)據(jù)表示為m=1,2,…,M;n=1,2,…,N，每個(gè)符號(hào)對(duì)應(yīng)的最優(yōu)碼字為ik,k=1,2,…,U。

步驟2構(gòu)建第一個(gè)符號(hào)。任取U組碼字中的一組作為第一個(gè)符號(hào)的最優(yōu)碼字[10]（例如取第一組，記i1=1），將第一個(gè)符號(hào)與其最優(yōu)碼字的點(diǎn)乘結(jié)果A1存儲(chǔ)下來(lái)：

步驟3構(gòu)建第k個(gè)符號(hào)。對(duì)于時(shí)隙Ik=[kT,(k+1)T],k≥2，考慮如下矩陣：

步驟4“頻-時(shí)”變換。將步驟3中U個(gè)N行2列的矩陣分別經(jīng)過(guò)“頻-時(shí)”變換過(guò)程，得到U組時(shí)域形式數(shù)據(jù)。

對(duì)于方案A與方案B，二者從步驟5開(kāi)始有所不同。

對(duì)于方案A：

步驟5限幅并計(jì)算數(shù)據(jù)的PAPR。對(duì)時(shí)域數(shù)據(jù)進(jìn)行如式（5）的限幅操作，并進(jìn)行PAPR計(jì)算。此處由于每個(gè)符號(hào)的長(zhǎng)度為4T，故PAPR計(jì)算方式為：

步驟6碼字篩選。按如下規(guī)則選出第k個(gè)符號(hào)的最優(yōu)碼字組數(shù)：

并將umin記為ik。

步驟7傳輸至信道。對(duì)于第k+1個(gè)符號(hào)，重復(fù)步驟3～6，選出每個(gè)符號(hào)對(duì)應(yīng)的最優(yōu)碼字，并將所有頻域符號(hào)與其對(duì)應(yīng)的碼字點(diǎn)乘后，經(jīng)“頻-時(shí)”變換至?xí)r域，與ik一同傳輸至信道。

對(duì)于方案B：

步驟5計(jì)算數(shù)據(jù)的PAPR并選擇最優(yōu)碼字。按照式（8）進(jìn)行PAPR的計(jì)算，再按式（9）進(jìn)行最優(yōu)碼字的選擇并記錄、存儲(chǔ)ik。對(duì)于第k+1個(gè)符號(hào)，重復(fù)步驟3～5，選出每一個(gè)符號(hào)的最優(yōu)碼字，并將所有頻域符號(hào)與其對(duì)應(yīng)的最優(yōu)碼字點(diǎn)乘后，經(jīng)“頻-時(shí)”變換至?xí)r域。

步驟6限幅。按照式（5）規(guī)則對(duì)所有時(shí)域信號(hào)進(jìn)行限幅操作。

步驟7傳輸至信道。將經(jīng)過(guò)限幅的時(shí)域數(shù)據(jù)與ik一同傳輸至信道。

4 仿真結(jié)果分析

本研究中OFDM/OQAM系統(tǒng)采用4進(jìn)制正交幅度調(diào)制（Quadrature Amplitude Modulation，QAM）調(diào)制方式，符號(hào)數(shù)為1 000，子載波數(shù)為128，采用濾波器長(zhǎng)度為4T的IOTA濾波器，使用高斯信道，具體參數(shù)設(shè)置參見(jiàn)表1。

表1 OFDM/OQAM系統(tǒng)參數(shù)

IOSLM作為概率類(lèi)算法，不影響系統(tǒng)誤碼率，而Clipping會(huì)為系統(tǒng)帶來(lái)非線性畸變。二者結(jié)合后誤碼性能損失只與Clipping中CR的大小有關(guān)，與Clipping插入的位置無(wú)關(guān)。故方案A與B的誤碼率曲線重合，可用其一誤碼率曲線代替二者。

本文首先研究C-OSLM算法的誤碼性能隨Clipping中CR的變化情況，以保證通信系統(tǒng)可靠性為目的選出CR的最優(yōu)值。進(jìn)一步，用CCDF曲線作為衡量C-OSLM算法峰均比抑制性能的方式，與單獨(dú)使用Clipping、IOSLM法的CCDF進(jìn)行對(duì)比研究。

圖5為無(wú)PAPR抑制、OSLM、IOSLM算法與幾種不同限幅率的C-OSLM算法的誤碼性能對(duì)比。可以看出，OSLM與IOSLM誤碼曲線與無(wú)PAPR抑制的曲線重合（這是由于二者沒(méi)有引入限幅，均屬于無(wú)失真類(lèi)算法）。而對(duì)于C-OSLM算法，CR取值越小，C-OSLM誤碼率曲線與IOSLM相比偏差越大。這是因?yàn)樵贑lipping中，雖然PAPR抑制效果會(huì)隨CR的減小逐漸提升，但與此同時(shí)Clipping為系統(tǒng)帶來(lái)的非線性失真會(huì)愈發(fā)嚴(yán)重。此外，由圖5可以看到，當(dāng)CR為5時(shí)，誤碼率曲線與無(wú)失真曲線幾乎重合。因此，為保證系統(tǒng)誤碼性能，CR的取值應(yīng)不小于5。

圖5 各算法誤碼率比較

圖6為IOSLM算法與OSLM算法CCDF曲線對(duì)比圖。可以看出：（1）IOSLM算法在每一種碼字?jǐn)?shù)情況下比OSLM算法均有一定性能提升；（2）對(duì)于IOSLM算法，設(shè)U=1（碼字?jǐn)?shù)為1）對(duì)應(yīng)篩選碼字所需的計(jì)算量為Χ，顯然U=2與U=4、U=8、U=16對(duì)應(yīng)的計(jì)算量為2Χ 、4Χ 、8Χ 、16Χ ，而從圖6可知，U=2與U=4兩種碼字情況下，PAPR峰值（即曲線與橫軸交點(diǎn)處橫坐標(biāo)）抑制性能隨碼字?jǐn)?shù)翻倍的增益分別為0.8 dB、0.6 dB，對(duì)應(yīng)增加的計(jì)算量為 4Χ-2Χ=2Χ 、8Χ-4Χ=4Χ 。而U=8情況下，隨碼字?jǐn)?shù)增倍（變?yōu)閁=16）所帶來(lái)的PAPR峰值抑制性能增益僅為0.4 dB，卻為系統(tǒng)增加了16Χ-8Χ=8Χ的計(jì)算量。

圖6 IOSLM與OSLM算法的CCDF比較

所以，考慮到通信系統(tǒng)可靠性（誤碼性能）以及實(shí)現(xiàn)成本、計(jì)算復(fù)雜度，本文以CR=5，U=8為例，對(duì)C-OSLM算法的PAPR抑制性能進(jìn)行研究。

圖7為CR=5，U=8的C-OSLM算法與單獨(dú)應(yīng)用Clipping、IOSLM算法的CCDF曲線對(duì)比圖。為更準(zhǔn)確地描述C-OSLM的性能，本文將縱軸概率為10-1.65～100范圍內(nèi)定義為“高概率區(qū)域”，10-3～10-1.65范圍內(nèi)定義為“低概率區(qū)域”。從圖7可以看出：

圖7 C-OSLM與Clipping、IOSLM算法的CCDF比較

（1）Clipping與IOSLM的對(duì)比：IOSLM在高概率區(qū)域的PAPR抑制性能優(yōu)于Clipping，而Clipping在低概率區(qū)域表現(xiàn)更為出色。這是由于Clipping的思想是設(shè)定門(mén)限值，對(duì)超過(guò)門(mén)限值的信號(hào)進(jìn)行“削砍”，此類(lèi)算法對(duì)改善系統(tǒng)PAPR的峰值（即CCDF曲線與橫軸的交點(diǎn)）極為有效，曲線通常會(huì)在某個(gè)PAPR0值處出現(xiàn)陡降；而IOSLM算法屬于概率類(lèi)算法，其思想是通過(guò)增加備選信號(hào)數(shù)量來(lái)以概率降低高PAPR符號(hào)出現(xiàn)的幾率，此類(lèi)算法長(zhǎng)于改善系統(tǒng)整體峰均比，CCDF曲線通常會(huì)相對(duì)于無(wú)峰均比抑制曲線整體左移并且緩慢下降（如圖6所示），而不會(huì)如Clipping出現(xiàn)陡降，對(duì)于系統(tǒng)PAPR峰值的改善不如Clipping高效。

（2）C-OSLM算法與Clipping對(duì)比：C-OSLM的方案A與方案B在各個(gè)概率區(qū)域內(nèi)的PAPR抑制性能均優(yōu)于Clipping。其中，在高概率區(qū)域，C-OSLM算法繼承了SLM“改善系統(tǒng)整體PAPR”的特點(diǎn)，相對(duì)于Clipping有大幅性能提升（CCDF=10-0.5處的PAPR值降低了1 dB）。而在低概率區(qū)域，方案A與方案B也均優(yōu)于Clipping，其中方案A在系統(tǒng)PAPR峰值（曲線與橫軸交點(diǎn)）方面有0.2 dB的性能提升。

（3）C-OSLM與IOSLM算法對(duì)比：由于系統(tǒng)PAPR峰值決定了系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)中對(duì)功率放大器線性范圍上界的需求，所以CCDF曲線與橫軸交點(diǎn)處橫坐標(biāo)的改變對(duì)于本研究“立足系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)，為OFDM/OQAM系統(tǒng)的應(yīng)用創(chuàng)造便利條件”這一目標(biāo)意義更為重大。在此方面，C-OSLM算法繼承了Clipping在低概率區(qū)域的優(yōu)良性能。相比IOSLM算法，本文的C-OSLM算法的方案A與方案B均在PAPR峰值抑制方面有明顯性能提升。其中，經(jīng)過(guò)方案A抑制后的PAPR峰值相比IOSLM具有0.6 dB的減小，實(shí)現(xiàn)了對(duì)單獨(dú)應(yīng)用IOSLM“U=16”情況下PAPR抑制性能的超越（如圖6所示，U=16的IOSLM算法PAPR峰值為7.3 dB，而對(duì)應(yīng)圖7中方案A為7.02 dB）。參照本文方案B步驟可知，相對(duì)U=16的IOSLM算法，U=8的C-OSLM減小了8倍兩個(gè)符號(hào)共同經(jīng)過(guò)“頻時(shí)”變換過(guò)程的計(jì)算量，卻僅增加了對(duì)最終時(shí)域數(shù)據(jù)進(jìn)行Clipping這一過(guò)程。顯然，C-OSLM以極小的計(jì)算量增加為代價(jià)，為IOSLM的PAPR峰值抑制性能帶來(lái)了顯著提升。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文基于OFDM/OQAM系統(tǒng)對(duì)SLM與Clipping的聯(lián)合算法進(jìn)行了研究，提出了C-OSLM聯(lián)合算法。研究結(jié)果表明該聯(lián)合算法繼承了兩種算法各自?xún)?yōu)點(diǎn)，在各概率區(qū)域均有出色的PAPR抑制性能。在保證系統(tǒng)誤碼性能的前提下大幅降低了OFDM/OQAM系統(tǒng)峰均比。同時(shí)，由本文誤碼率曲線圖5還可看出：在不同信噪比場(chǎng)景下分段設(shè)定C-OSLM的CR，可最大化發(fā)揮算法性能優(yōu)勢(shì)。

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