一種新型小電容變頻器及其調制技術的研究

孟彥京，李宏濤，張君燕

(陜西科技大學，西安 710021)

0 引 言

交流異步電機因其簡單的構造、可靠的運行，被廣泛應用于市場[1,2]。傳統的鼠籠式電機起動時會產生較大的電流，危害電機自身并且污染電網[3]。傳統的變頻器可以根據現場實際需求，改變工作頻率，性能上優于軟起動器，實現電機的平滑起動和交流電機的變頻調速功能[4-7]。但傳統交直交變頻器存在濾波電容，使得變頻器具有體積大和成本高的缺點，也會給電網帶來嚴重的諧波污染[8]。因此，采用新型的拓撲結構與合理有效的調制技術來提高變頻器的輸入輸出性能成為研究的重要問題[9，10]。

目前，傳統的恒壓頻比控制方式是基于大電解電容的電路結構，可以獲得較好的輸出性能。這是因為大電容可以消除整流后產生的紋波影響，使得直流電壓趨于平穩。文獻[11]提出帶有反并聯二極管逆流電阻無大電解電容的軟起動變頻器，逆流電阻在電流回饋時產生的壓降較大，會損耗一部分能量。文獻[12]提出一種帶開關回饋電容的變頻器，采用SVPWM技術，并選用電容的總容量達到1 000μF以上，與傳統變頻器相差不大，對減小變頻器體積節約成本沒有實質性的改善。

本文研究用小電容代替原有的大電容，并將功率開關管與之串聯構成新型拓撲結構的變頻器。三相全橋逆變電路的調制方式選擇SPWM，其作為全控型開關器件的控制信號，得到實際需要的正弦波。本文闡述了新型小電容變頻器的工作原理，研究一種新型調制技術并利用實驗進行測試，表明此新型變頻器結構和調制技術的正確性。

1 小電容交直交變頻器的電路結構和工作原理

圖1 帶有小電容的交直交變頻器系統電路圖

將中間直流電路的大電解電容替換成小電容Cd1，并在旁邊并聯一個電容Cd2，Cd2與功率開關管串聯，起到控制開關電容的作用，電容的容值根據電機功率不同選擇數十至數百微法之間。三相全橋逆變電路的調制方式選擇SPWM，以輸出正弦波為目的，其作為全控型開關器件的控制信號。控制器將采集到的輸入電壓和電流信號進行判斷，決定器件VT7的開關狀態。由于Cd1的值較小，不再起濾波作用，所以整流后輸出的波形是具有脈動的六脈波。通過重構SPWM調制技術，將直流母線電壓反饋給調制波，使得逆變橋輸出電壓受整流后電壓脈動的影響可以消除。當電流從逆變側反饋給直流側時，即Idc<0(電流方向與圖1中標示相反)，或直流母線電壓大于設定的閾值時，開關管VT7收到控制器信號，此時Cd2開始工作，吸收回饋能量；當電流Idc>0,且直流側電壓Udc小于閾值時，開關管VT7關斷，此時只有Cd1工作。

2 三相逆變電路的電流流向分析

傳統交直交變頻器系統電路結構如圖2所示。

圖2 傳統交直交變頻器系統電路結構

三相全橋逆變電路采用脈寬調制(PWM)技術，工作模式分為3種：

(1) 第1種工作模式如圖3所示。假設3個開關管上橋臂VT1，VT3，下橋臂VT2同時觸發，沒有二極管導通(3T，0D)。此時，電流通過VT1，VT2和VT3，VT2形成通路，流向負載，電能由直流側流向逆變側，被負載吸收。若VT1，VT3，VT5或VT2，VT4，VT6 3個開關管同時觸發，此時沒有電流產生。

圖3 3個開關管全導通

(2) 第2種工作模式如圖4所示。假設2個開關管VT1，VT2和一個二極管VD3導通(2T，1D)。此時，一方面負載通過VT1，VT2從直流電源吸收電能；另一方面負載沿VT1，VD3形成回路，產生環流。

圖4 2個開關管和1個二極管導通

(3) 第3種工作模式如圖5所示。假設一個開關管VT1和2個二極管VD2，VD3導通(1T，2D)。此時，一方面負載通過VT1，VD3形成回路；另一方面負載能量沿VD2，VD3反饋到電容C中。

圖5 1個開關管和2個二極管導通

新型拓撲結構的工作模式也分為3種，前2種與傳統變頻器一致，第3種如圖6所示，一方面負載通過VT1，VD3形成回路；另一方面負載沿VD2，VD3進行反饋，若電流id1為負或Ud>537 V，則導通開關管，Cd2開始工作，吸收回饋能量。

圖6 新型拓撲結構的第3種工作模式

3 控制方法研究

3.1 整流波的輸出

異步電機的轉矩表達式：

E=4.44f1Nkw1Φ1

(1)

三相電源在通過全橋整流電路時，會產生6個帶有紋波的電壓，稱為六脈波,如圖7所示。圖8為線電壓波形，其中實線代表的是整流后的脈動電壓。

圖7 三相正弦電壓波形

圖8 直流母線電壓波形 假設圖8中δ點為Uab的過零點，并以此作為整流橋上的觸發點，此時線電壓

此時整流后輸出的直流母線電壓為六脈波，表達式如下：

計算可得：

式(6)中，U0=220 V，所以udcmin=467 V，udcmax=537 V。

當電路中產生能量回饋時，逆變側產生的電流會流向直流母線，此時母線兩端電壓會升高，稱為泵升電壓。而變頻器的保護電壓為700 V，因此在保證變頻器正常工作的前提下，最大泵升電壓不應超過700 V。本文出于安全考慮，設變頻器保護電壓為650 V。

考慮到計算過程的復雜程度，可以設想不存在網側阻抗以及功率因數對電路的影響;另外也不考慮逆變電路中全控型器件對直流側產生脈動電壓影響。即可令交流負載看作是相同等級的直流負載，可得出)：

將式(7)代入式(4)計算可得，電容的臨界值為602μF。若低于計算出來的臨界值，那么id是連續的，并且六脈波也是完整的波形。但是電機屬于感性負載，逆變電路中開關管動作時會產生能量回饋，流向直流側時會疊加在六脈波頭上，造成電壓升高。在能量回饋初始時，電機端可以視為一個初值為額定電流IN的直流源，與小電容形成回路。

3.2 變頻調速控制

式(9)代表著標準的正弦調制波，以A相為例，B，C相的相位則依次相差120°。

us1=Ubsin(ωt+θ)

(9)

式中：Ub代表在正弦波下的電壓值。

設三相交流電經全橋整流電路后的輸出電壓是Uin，且其傅里葉級數表達式如下：

式中：UD代表Uin直流分量;Ui代表第i次波的幅值;φi代表第i次波的初相角。

如圖9所示，utri代表三角波的電壓幅值，us1代表正弦波的電壓幅值，UA代表A相的電壓。首先假設ftri遠遠大于fs1，那么我們看作us1和直流母線Uin是一個常數。

圖9 一個三角波周期內utri，us1，UA的關系圖

式中：Utrm,Utr1分別為三角波信號的波峰值和波谷值，Utrm=-Utr1。

3.3 重構SPWM技術對輸出電壓諧波影響

4 系統仿真及實驗結果

4.1 系統仿真

根據以上分析，總結了新型交直交變頻器的原理、方案和控制策略，在MATLAB仿真軟件中建立系統模型并進行仿真實驗，仿真模型如圖10所示。

圖10 帶開關電容新型變頻器系統仿真模型

4.2 仿真結果分析

仿真過程中，通過對傳統SPWM分析并進行重構作為新的正弦調制波，作用在逆變橋開關管，并控制其導通與關斷。調制波的頻率分別設置為30 Hz和80 Hz(基頻為50 Hz)，圖11為不同頻率下電機轉速、電磁轉矩和定子電流的波形圖。

(a) f=30 Hz

(b) f=80 Hz

可以看出，電機負載轉矩為40 N·m時，轉速平滑上升，轉矩和電流波動幅度不大，可工作在不同頻率，達到變頻調速的功能。

圖12、圖13所示分別為逆變橋輸出的A，B兩相之間的線電壓uab在傳統SPWM技術和重構SPWM技術下的波形與頻譜。仿真結果表明，重構SPWM技術作用在帶有開關電容的變頻器下，線電壓

(a) uab波形

(b) uab頻譜

(a) uab波形

(b) uab頻譜

提高了大約16 V，諧波畸變率減小了大約5%，輸出電壓波形得到改善，表明此新型變頻電路結構及其調制技術的可行性。

從圖14的波形來看，新型小電容變頻器中間直流母線兩端電壓沒有出現紋波。表明替換后的小電容在新型拓撲結構以及重構SPWM技術下，使整流輸出電壓與逆變側直接相通，電機可以實現正常的變頻調速。

圖14 直流母線電壓波形

5 結 語

本文將傳統變頻器直流母線的濾波電容替換成帶有開關作用的小電容，闡述了無功能量回饋時電流的流向，研究出一種小電容交直交變頻電路結構，采用重構SPWM技術進行控制，選取電機負載為40 N·m。仿真結果表明，新型小電容交直交變頻器以及對調制波重新搭建的技術可以明顯地消除變頻器的輸出電壓諧波含量，并且能減小體積節約成本。