基于多中繼散射組網(wǎng)的時鐘恢復方案

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(中國電子科技集團公司 第五十四研究所，石家莊 050081)

0 引言

一般情況下，為了節(jié)省信道資源，發(fā)送端只發(fā)送數(shù)據(jù)信號而不發(fā)送同步時鐘信號，所以在接收端就必須通過時鐘恢復算法來提取同步時鐘信號。由于散射信道具有高誤碼率，通過接收到的數(shù)字信號恢復的原始時鐘存在時鐘抖動，尤其在多中繼的散射信道中時鐘抖動將會累加，嚴重情況下會導致最遠端接收機時鐘失鎖，造成通信系統(tǒng)中斷[1]。并且近年來信息傳輸速率越來越高，高速碼流本身存在嚴重的碼間干擾，再經(jīng)過多中繼后接收情況將更加惡劣，所以急需一種新的時鐘恢復算法來解決在散射衰落信道中多中繼傳輸?shù)臅r鐘恢復問題[2]。

本文所提出的時鐘恢復方案應用于準同步復接設備，所以在此給出準同步復接系統(tǒng)中的時鐘恢復模型如圖1所示。利用全數(shù)字鎖相環(huán)恢復時鐘的原理是根據(jù)輸入信號和本地估算時鐘的相位誤差對本地估算時鐘的相位進行連續(xù)不斷的調(diào)整，從而達到本地估算時鐘的相位對輸入信號的相位不斷跟蹤的目的。全數(shù)字鎖相環(huán)由數(shù)字鑒相器，數(shù)字環(huán)路濾波器和數(shù)控振蕩器(NCO)三部分組成。數(shù)字鑒相器用于檢測業(yè)務時鐘和本地時鐘之間的相位誤差，當定時準確時，檢測器的輸出為零；當定時超前時，檢測器輸出正誤差信號；當定時滯后時，檢測器輸出負誤差信號；環(huán)路濾波器用于調(diào)整誤差信號，進而驅(qū)動NCO產(chǎn)生定時信號。

圖1 時鐘恢復模型

1 傳統(tǒng)碼速調(diào)整定時恢復方案

根據(jù)準同步復接器的碼速調(diào)整過程可以直接推導出一種時鐘傳輸方法[3]，即在分接器接收端，通過觀測接收FIFO數(shù)據(jù)量大小的方法，實現(xiàn)對發(fā)送端業(yè)務碼流時鐘的恢復。具體實現(xiàn)原理如圖2所示。

圖2 傳統(tǒng)碼速調(diào)整定時恢復方案

在復接端，異步輸入碼流首先進入先進先出緩沖器(first in firstout，F(xiàn)IFO)中，“正/負碼速調(diào)整成幀控制電路”則負責生成幀頭、幀體和其它幀結構字段，幀體的內(nèi)容是讀取FIFO緩沖的輸出，從而把異步輸入碼流傳輸至信道。因為復接器本地時鐘和異步輸入碼流時鐘不相關，僅在標稱值上相等，實際兩個時鐘具有一定容差，所以若不采取任何措施，F(xiàn)IFO最終會出現(xiàn)讀空或?qū)憹M溢出現(xiàn)象，造成信息傳輸損傷。準同步復接則采用碼速調(diào)整方案，復接器在要發(fā)送一幀數(shù)據(jù)的起始時刻觀測當前FIFO中的數(shù)據(jù)容量，以FIFO總?cè)萘恳话氪笮殚T限，超過此門限時就多發(fā)送一比特，低于此門限時就少發(fā)送一比特，并用兩種不同幀頭來指示本幀傳輸信息量的多少。

在分接端，“正/負碼速調(diào)整解幀控制電路”在幀已經(jīng)同步時，會根據(jù)檢測出幀頭碼型判斷本幀業(yè)務凈荷的大小，正確地將業(yè)務碼流寫入接收端FIFO緩沖[4]。“異步時鐘恢復電路”工作在分接器本地時鐘上，其作用是產(chǎn)生連續(xù)讀取FIFO的時鐘，即生成異步輸出碼流時鐘，該時鐘與復接端業(yè)務的異步輸入碼流時鐘同頻時，就完成了異步業(yè)務碼流時鐘恢復。分接器工作時鐘與異步業(yè)務碼流時鐘亦是非相干，僅在標稱值上相等，要生成同頻時鐘可采用一個頻率受控定時NCO，根據(jù)接收端FIFO當前容量大小是否超過FIFO總?cè)萘康陌胫祦砜刂贫〞rNCO輸出頻率。可在接收端幀頭位置處觀測當前FIFO容量，大于總?cè)萘堪胫禃r則提升定時NCO輸出頻率，小于總?cè)萘堪胫禃r則降低定時NCO輸出頻率，調(diào)整控制定時NCO輸出頻率的增量使環(huán)路收斂，則定時NCO輸出頻率就鎖定在發(fā)送端異步輸入碼流時鐘上。

根據(jù)上述碼速調(diào)整恢復定時的方法可看出，該方案是在復接和分接端構造了一個以發(fā)送端異步輸入碼流速率為分辨率的分布式鎖相環(huán)[5]。此鎖相環(huán)的鑒相精度為輸入碼流速率，鑒相頻率為幀頻。由于鑒相精度是輸入碼流速率，特別是在業(yè)務速率較低時(在本準同步復接系統(tǒng)中最低速率為64 kb/s，鑒相精度15.625 μs)，以發(fā)送端異步輸入碼流時鐘為基準，觀測接收端分接器輸出的碼流時鐘，將會達到至少15.625 μs漂移。接收端時鐘相對發(fā)送端時鐘相差輸入碼率下的一比特時長時，接收端鎖相環(huán)才會感知該定時誤差，然后快速鎖定[6]。鎖定后，又進入相對時鐘漂移階段，漂移幅度達輸入碼率下的一比特寬度。接收端時鐘不僅存在相位漂移，還存在以分接器本地時鐘為周期的抖動。抖動幅度與分接器本地時鐘頻率成反比關系。

經(jīng)過上述分析，以碼速調(diào)整為基礎的時鐘傳輸方案在中繼數(shù)較小、接收端業(yè)務終端對時鐘抖動和漂移要求不高的情況下，實現(xiàn)原理簡單，業(yè)務開銷較少，是一種可取方案。但是由于碼速調(diào)整定時恢復方案鑒相精度為輸入碼流速率，收發(fā)時鐘相位幅度差超過碼率下的一比特寬度時，接收端分接器才能檢測并生成新的定時誤差，收發(fā)時鐘間存在漂移—鎖定—漂移—鎖定的周期滑動現(xiàn)象。在系統(tǒng)存在多跳級聯(lián)情況下，每跳均會引入中繼鏈路時鐘漂移和抖動[7-8]，經(jīng)系統(tǒng)要求的5跳無線信道和6跳光傳輸后鏈路時鐘抖動會累積增大，嚴重情況下會導致最遠端接收機時鐘失鎖，造成通信系統(tǒng)中斷。

2 雙環(huán)提取方案

在上一節(jié)介紹的基于碼速調(diào)整的定時恢復方案定時誤差分辨率低，若系統(tǒng)能夠提高定時誤差分辨率，可極大減小收發(fā)時鐘間的漂移幅度，進而將漂移減小為時鐘抖動。基于高定時相位誤差分辨率的高精度定時恢復的復接與分接端原理如圖3所示。

圖3 高精度定時恢復原理框圖

參考碼速調(diào)整原理，認為異步碼流時鐘周期的持續(xù)時間就是要傳輸?shù)臉I(yè)務信息，復接器對異步碼流時鐘進行累積測量，按正/負碼速調(diào)整規(guī)則，每幀傳輸要么多傳輸一定時長的業(yè)務信息，要么少傳輸一定時長的業(yè)務信息，在分接器端，將接收到的持續(xù)時間信息保存至FIFO，根據(jù)FIFO容量值恢復異步碼流時鐘[9-10]。實現(xiàn)時，幀結構中實際是沒有傳輸“持續(xù)時間”這個業(yè)務信息的，而只傳輸時鐘誤差，在分接端可根據(jù)該時鐘誤差值，實時恢復出當前異步碼流時鐘。

如圖3(a)所示，復接器本地系統(tǒng)高鐘首先對輸入的異步碼流時鐘采樣計數(shù)，得到以復接器本地時鐘為基準的異步碼流周期計數(shù)值，每異步碼流時鐘周期結束時，將周期計數(shù)值寫入累加器1中。向累加器1寫入操作等效為向累加器當前值增加一個寫入值，從累加器1讀出操作等效為向累加器當前值減少一個讀出值。圖3(a)中所示“±1調(diào)整信號”表示向累加器當前值增加/減少數(shù)值1。

“累加器1調(diào)整±1控制電路”用于在每幀起始時刻根據(jù)累加器1的累計值進行調(diào)整。若累計值大于給定門限，就向累加器1多讀出一個數(shù)值1，否則向累加器1少讀出一個數(shù)值1。該±1調(diào)整信號就是定時誤差信號，將該信號放入幀結構中生成同步輸出碼流。

圖3(b)所示接收端，要求分接器本地系統(tǒng)高鐘頻率和復接器本地系統(tǒng)高鐘頻率標稱值相等。從信道中接收的同步碼流經(jīng)過幀同步器后，得到幀定位信號，并從幀結構中解析輸出Extra info時鐘誤差信息。幀定位脈沖和Extra info均向累加器2寫入數(shù)值，幀定位脈沖向累加器2寫入固定值，該固定值等于幀周期除以系統(tǒng)高鐘頻率；Extrainfo為發(fā)端的±1調(diào)整信號，累加器2每幀除了累加固定值外，還根據(jù)Extrainfo的指示執(zhí)行+1或-1操作。

“門限判決與誤差生成”模塊在幀定位脈沖控制下，每幀對累加器2的累計值進行幅值判斷，當累計值大于0則表明定時NCO速率偏低，需要增大定時NCO頻率控制字，若累計值小于0則表明定時NCO速率偏快，需要減小定時NCO頻率控制字。定時NCO每溢出一次就生成一周期異步時鐘，同時對累加器2執(zhí)行讀出操作，讀出操作是對累加器2的當前值減去當前NCO溢出周期的計數(shù)值。最終通過定時NCO恢復出異步時鐘，與發(fā)送端異步碼流時鐘相比，抖動幅度為分接器本地系統(tǒng)高鐘周期。

本方案中設計的定時NCO為增強型NCO[11]，相比于傳統(tǒng)NCO，可產(chǎn)生任意頻率。傳統(tǒng)定時NCO一般實現(xiàn)方式為一個累加器，只有在溢出后才能生成溢出，而本定時NCO巧妙的利用了累加增量、模值和補碼的關系，可預知溢出脈沖時刻。該定時NCO經(jīng)過修改后還可以實現(xiàn)誤差控制，控制定時NCO的工作頻率，在分接器中輸出最終定時脈沖時，就是采用該定時NCO來實現(xiàn)數(shù)字時鐘的低抖動調(diào)整。

經(jīng)過上一步的全數(shù)字鎖相環(huán)高精度數(shù)字定時恢復后得到時鐘的抖動最小仍限制在一高鐘周期內(nèi)，為進一步降低定時抖動可在數(shù)字提取定時輸出后級聯(lián)窄帶模擬鎖相環(huán)，對定時信號進一步濾波提純，即雙環(huán)定時提取方案。

由全數(shù)字鎖相環(huán)產(chǎn)生的全數(shù)字高抖動幅度時鐘經(jīng)過模擬鎖相環(huán)進一步提純后轉(zhuǎn)換為同頻低抖動低相噪時鐘，作為分接器支路輸出工作時鐘。經(jīng)過雙環(huán)模擬提純后的時鐘可滿足本系統(tǒng)支路時鐘抖動要求。

3 定時環(huán)路數(shù)學模型

定時恢復環(huán)路可以采用一階環(huán)或二階環(huán)實現(xiàn)。當采用一階環(huán)實現(xiàn)時，在收發(fā)兩端存在頻偏時，接收端將會出現(xiàn)固定的穩(wěn)態(tài)相位誤差，在收發(fā)兩端頻率偏差較小時可以采用。當采用二階環(huán)實現(xiàn)時，收端將完全補償發(fā)送端的頻率偏差，理論靜態(tài)相位誤差為0，二階環(huán)適合在收發(fā)頻偏較大時使用[12]。本方案收發(fā)兩端采用較高頻率穩(wěn)定度的恒溫晶振實現(xiàn)，一階環(huán)即可滿足定時恢復的要求，因此，這里采用一階數(shù)字環(huán)用于定時調(diào)整，誤差信號驅(qū)動NCO產(chǎn)生定時信號，可直接在z域進行計算，得出環(huán)路參數(shù)。一階定時環(huán)路的數(shù)學模型如圖4所示。

圖4 一階定時環(huán)路的數(shù)學模型

在圖4中，NCO累加器寬度為24 bit，γ是除鑒相器之外的其它部件的總增益，為：

(1)

K為引入的定標因子，也是環(huán)路唯一能改變的參數(shù)，決定著環(huán)路帶寬；T為一幀周期；TNCO為定時NCO的工作時鐘周期，本定時恢復環(huán)路使用系統(tǒng)時鐘TCLK；N為NCO輸出的定時同步時鐘周期與一幀周期之比。

由圖6，寫出環(huán)路中定時NCO的差分方程為：

(2)

(3)

式中，N(k)為零均值噪聲，S(·)為定時誤差檢測器的S曲線[14](亦即鑒相特性曲線)，并有：

(4)

E(·)為求數(shù)學期望。將式(2)、(3)合并，得到：

(5)

(6)

A為S曲線在環(huán)路穩(wěn)定點τs處的斜率，即:

(7)

將式(6)代入式(5)得到：

td(k+1)=(1-γA)td(k)-ΥN(k)

(8)

應注意到，N(k)由于為零均值，則必然有td(k)為零均值。對上式應用z變換可得到:

Td(z)=(1-γA)Td(z)z-1-γN(z)z-1

(9)

可以將Td(z)視作環(huán)路對N(z)的響應。將上式整理后得到環(huán)路的傳輸方程為:

(10)

令z=exp(j2πfT)并代入上式，得到環(huán)路的頻率響應為:

(11)

下面根據(jù)環(huán)路的頻率響應計算等效噪聲帶寬。等效噪聲帶寬的定義為：

(12)

將式(11)代入式(12)，得到:

(13)

用符號速率對上式進行歸一化，得到歸一化等效噪聲帶寬:

(14)

由于實際中，γA遠小于1[15]，上式可簡化為:

(15)

將式(1)代入上式，得到:

(16)

4 仿真結果及分析

本次仿真背景基于多中繼的散射網(wǎng)絡，最長的中繼通信鏈路包括5跳散射中繼和6跳光中繼，群路時鐘經(jīng)過每跳無線散射信道或光纖傳輸信道后，都會引入中繼鏈路時鐘抖動，經(jīng)多跳中繼傳輸后鏈路時鐘抖動會累積增大，嚴重情況下會導致接收端時鐘失鎖，造成通信中斷影響通信性能。所以此次仿真主要對比傳統(tǒng)定時恢復方案與雙環(huán)提取方案在5跳散射中繼情況下時鐘恢復效果的對比。下面分別對1跳、3跳和5跳的情況進行分析。各圖中的相位差為相對高鐘計數(shù)的差值，時間為高鐘時長。

圖5和圖6分別為傳統(tǒng)碼速恢復和雙環(huán)提取方案在1跳中繼時，恢復時鐘與原時鐘的相位差比較。

圖5 傳統(tǒng)時鐘恢復在1跳時的相位差

圖6 雙環(huán)提取方案在1跳時的相位差

由圖5可以看出，傳統(tǒng)的時鐘恢復方案在一跳時就存在嚴重的時鐘漂移，得到的恢復時鐘相對原時鐘左右搖擺。在圖6使用雙環(huán)提取方案時，恢復時鐘與原時鐘的相位相對穩(wěn)定，會隨機出現(xiàn)一個高鐘寬度的抖動，使用的高鐘頻率為81.92 MHz，所以抖動極其微小。

圖7和圖8分別為傳統(tǒng)碼速恢復和雙環(huán)提取方案在3跳中繼時，恢復時鐘與原時鐘的相位差比較。

圖7 傳統(tǒng)時鐘恢復(3跳)

圖8 雙環(huán)提取方案在3跳時的相位差

圖7(a)中可以看出，傳統(tǒng)時鐘恢復在3跳時除了存在嚴重的時鐘漂移，時鐘抖動也開始加劇；在后半部分的放大圖圖7(b)中可以更清晰地看出存在瞬時的時鐘漂移，這將有可能導致接收端時鐘失鎖。而圖8顯示的雙環(huán)提取方案在3跳時，抖動略微增大，極大值與極小值相差兩個高鐘寬度，但是每次抖動依然僅為一個高鐘寬度，這對接收端時鐘恢復并無太大影響。

圖9 傳統(tǒng)時鐘恢復(5跳)

圖9和圖10分別為傳統(tǒng)碼速恢復和雙環(huán)提取方案在5跳中繼時，恢復時鐘與原時鐘的相位差比較。

圖10 雙環(huán)提取方案在5跳時的相位差

圖9 (a)的整體形態(tài)與圖7(a)相似，時鐘抖動更為頻繁，放大后的圖9(b)中，瞬時時鐘漂移更加嚴重而且持續(xù)時間變長，可以預測在更多跳數(shù)后時鐘將持續(xù)漂移造成遠端失鎖。圖10中的雙環(huán)提取方案在5跳時，極值差為四個高鐘寬度，每次抖動幅度依然為一個高鐘寬度，恢復的時鐘可以滿足大多數(shù)工程要求。

5 結束語

本文提出的雙環(huán)提取方案，在性能上極大的優(yōu)于以往使用的時鐘恢復方案，消除了時鐘漂移的影響，僅存在微小的時鐘抖動，并在多跳時依然穩(wěn)定，在散射通信組網(wǎng)中可以克服多跳的長鏈路時鐘失鎖造成的失步問題。