高重頻脈沖對被動導引頭前端的干擾機理研究

南昊，彭世蕤，王曉燕，許正強

(1.空軍預警學院，湖北 武漢 430019；2.空軍軍務信息中心，北京 100843)

0 引言

在現(xiàn)代戰(zhàn)爭中，以被動導引頭為關鍵部件的反輻射武器成為雷達的主要威脅。近年來，一些新的被動導引頭抗干擾技術的出現(xiàn)，使得對抗反輻射武器更加困難[1-5]。隨著被動導引頭在電磁戰(zhàn)場上發(fā)揮的作用日益凸顯，研究對其的干擾技術對提高雷達電子防御能力非常重要。

隨著脈沖技術的發(fā)展，采用高重頻脈沖信號對抗接收機的研究逐漸展開，文獻[6]給出了高重頻脈沖對雷達接收機的壓制式干擾試驗效果，文獻[7-10]分析了高重頻激光對激光導引頭的干擾機理，提出干擾效果對信號重復頻率有一定要求。因而高重頻脈沖干擾對信號處理能力較弱的被動導引頭的干擾效果更好，即使在干擾信號脈沖密度處于導引頭處理能力范圍內的情況下，高重頻干擾同樣可發(fā)揮作用。為此，本文對高重頻脈沖進入導引頭前端的響應情況進行理論研究，明確了高重頻干擾對前端的作用機理及干擾效能與脈沖參數之間的理論關系。

1 高重頻脈沖信號特征

高重頻脈沖信號是一種重復頻率極高的脈沖信號，脈沖寬度通常為幾納秒至幾百納秒，遠小于雷達發(fā)射信號的脈沖寬度，具有超寬帶的特性。其時域表達式為[11]

(1)

式中：A為脈沖幅度；τ為脈沖寬度；T為脈沖重復周期；N為脈沖數量；rect(·)為矩形函數。

將式(1)進行傅里葉變換得到高重頻脈沖的頻域表達式為

(2)

設PRFj為高重頻干擾脈沖重復頻率，當A=2 mV，τ=1 ns，N=1 000，PRFj=200 kHz時，高重頻脈沖時域波形和頻譜如圖1所示。

圖1 高重頻脈沖時域波形及頻譜圖Fig.1 Time-domain waveform and frequency spectrum of high PRF pulse

從圖1可以看出，高重頻脈沖的頻譜由離散譜線組成，相鄰譜線間隔為脈沖重復頻率，譜線包絡同sinc函數，頻率覆蓋范圍極寬。這樣，實施高重頻干擾后，其寬頻帶特性將使干擾信號頻域上能夠覆蓋導引頭接收頻帶；脈沖寬度極窄使其渡越接收系統(tǒng)的保護電路[12]，前端模擬器件將產生嚴重的瞬態(tài)響應和非線性失真，最終影響信號檢測。

2 干擾機理分析

被動導引頭組成原理框圖如圖2所示。主要由限幅器、帶通濾波器、低噪聲放大器、混頻器、中頻放大器和檢波器等組成，本文主要研究高重頻脈沖對被動導引頭前端，即限幅器、帶通濾波器和低噪聲放大器的影響。

圖2 被動導引頭組成原理框圖Fig.2 Principle block diagram of passive seeker

2.1 限幅器的瞬態(tài)響應分析

干擾脈沖從帶通濾波器輸出后帶寬變窄、脈寬變寬、脈沖前后沿變緩，將不再產生明顯的瞬態(tài)響應，因此高重頻脈沖在導引頭前端產生的瞬態(tài)響應主要來源于限幅器。其工作特性曲線如圖3所示，低輸入功率時，限幅器的輸出信號幅度隨輸入功率增大而等比增大；當輸入信號電平超過限幅器門限電平后，限幅器發(fā)揮作用使輸出信號幅度增速變緩；若輸入功率持續(xù)增加，限幅器內部PIN二極管將工作于飽和區(qū)，限幅器會失去作用直至器件燒毀。PIN限幅器的尖峰泄漏效應及恢復時間是造成自身工作特性受損的主要原因[13]。

圖3 限幅器工作特性曲線Fig.3 Operating characteristic curve of limiter

限幅器的響應時間通常為幾十納秒，尖峰泄漏效應是指當干擾脈沖重復頻率達到MHz級甚至更高時，脈沖寬度將小于限幅器的響應時間，干擾脈沖將直接通過限幅器進入帶通濾波器。當脈沖重復周期小于濾波器響應時間時，輸出相鄰脈沖前后沿相互疊加，會產生類噪聲信號；當脈沖重復周期大于濾波器響應時間時，由于濾波器輸出的干擾譜線頻率與雷達信號載頻非常接近，當兩者頻率差倒數接近雷達信號脈寬時，會產生近似噪聲調幅干擾的效果，在不考慮后級電路失真影響下，檢波后會壓制雷達信號。

限幅器的恢復時間是高重頻干擾脈沖作用的另一原因。當輸入信號脈寬大于限幅器響應時間時，限幅器發(fā)揮作用。在每個輸入脈沖結束后的恢復時間內，限幅器的隔離度仍然很大并將繼續(xù)對輸入信號進行作用，作用時間取決于恢復時間，通常為幾百納秒。此時，若干擾脈沖與雷達信號同時進入限幅器，高功率的干擾信號會降低限幅器增益，在每個干擾脈沖結束后的恢復時間內，限幅器將繼續(xù)保持低增益對雷達信號作用，使雷達信號輸出功率下降，影響正常檢測。

這種情況下，低增益作用時間為

(3)

式中:int(·)表示向下取整函數;τs為雷達信號脈寬;Tj為干擾脈沖重復周期;tr為限幅器恢復時間。

對于如圖3所示的限幅器工作特性曲線，其幅度增益特性可表示為

(4)

式中：Ai為輸入信號幅度；Ao為輸出信號幅度。

若輸入雷達信號幅度為A，重復周期為Ts，脈寬為τs，則無干擾時限幅器脈沖輸出平均功率為

(5)

加入高重頻干擾后，限幅器脈沖輸出平均功率變?yōu)?/p>

(6)

這樣，脈沖輸出信號功率衰減百分比為

(7)

由式(7)可以看出，雷達信號脈寬、幅度一定時，干擾信號重復頻率越高、限幅器恢復時間越長，輸出功率衰減越大。

2.2 低噪聲放大器的非線性失真分析

真實的導引頭前端并非理想的線性系統(tǒng)。對接收到的信號進行濾波、放大等處理時，前端會因為模擬器件的非線性特性產生失真，且失真產物功率的增加會降低導引頭前端輸出信干比，影響信號檢測。

前端的非線性失真主要來源于低噪聲放大器，其工作特性分為線性和非線性2種。在線性狀態(tài)下，放大器輸出信號的功率隨著輸入信號功率的增加而等比增加；當輸入功率增大到某特定值時，進入非線性狀態(tài)，輸出信號功率不再等比增大。由于高重頻脈沖具有超寬帶特性，包含較多頻率分量，必定會產生多種非線性失真產物，增加干擾功率進而影響后續(xù)信號檢測。其中，三階互調產物是奇數階互調分量里頻率最接近雷達信號且能量最強的失真產物，它是在非線性狀態(tài)下由雷達信號的二次諧波與干擾信號混頻產生的[14]。為保證對信號的偵收，接收機帶寬不能過窄，因此干擾信號很難被濾除。

2.3 壓制效果的評估

假設帶通濾波器為理想濾波器且中心頻率對準雷達信號，干擾脈沖進入混頻器和中放后不會產生失真。當限幅器響應時間大于干擾脈沖寬度，干擾脈沖將直接渡越限幅器壓制雷達信號，為評估干擾效果，分析前端輸出信干比。

導引頭前端接收到的雷達信號功率Psr和干擾信號功率Pjr為

(8)

(9)

式中:Pt,Ptj,Gt,Gtj分別為雷達和干擾源的發(fā)射功率及增益;R,Rj為雷達、干擾源與導引頭(看作質點)的距離;Gr為導引頭天線增益;λ為雷達信號波長;L為信號傳播過程中考慮饋線、極化和大氣衰減后的總損耗，通常為15～17 dB。

設帶通濾波器帶寬為B，通常情況下B遠小于干擾信號頻譜寬度，此時認為所有進入濾波器的干擾譜線強度近似相等，均為濾波器中心頻率對應譜線的強度。這樣，直接落入接收頻帶的干擾功率為

(10)

式中:PRFj為干擾脈沖重復頻率;f0為帶通濾波器中心頻率;P(f0)為濾波器中心頻率對應干擾譜線的功率，大小為

(11)

式中:JB(f)為通過濾波器的頻率為f的干擾譜線強度，大小為

JB(f)=H(f)J(f),

(12)

H(f)為帶通濾波器傳輸特性，理想情況下有

(13)

式中:fL，fH為濾波器的起始頻率和截止頻率。

根據三階互調功率的計算方法[15]，干擾脈沖進入放大器后產生的三階互調失真功率為

PJ2=3(PJ1+G)-2Q3,

(14)

式中:G為放大器增益;Q3為放大器三階截交點，通常在放大器的技術指標中給定。

而接收機噪聲功率大小為

PNo=kT0FB,

(15)

式中:k為玻爾茲曼常數;T0為接收機溫度;F為噪聲系數。

這樣，導引頭前端輸出的干擾功率由直接落入接收機通頻帶的干擾功率和放大器三階互調失真功率組成。前端輸出信干比為

(16)

3 仿真驗證

由于前端輸出信干比是隨著被動導引頭空間位置的變化而實時變化的，為便于分析，在某一時刻將雷達、干擾源和導引頭的位置固定，并以雷達為原點，建立空間直角坐標系。仿真中設定的導引頭和干擾源坐標為(-4 000,-3 210,0) m,(-3 000,-3 000,3 000) m。雷達參數如下：載頻f0=1 215 MHz，τs=1.12 μs，Gt=40 dB。導引頭各器件參數如下：接收天線增益Gr=3 dB；放大器Q3=18 dBmW，G=18 dB；帶通濾波器參數：fL=645 MHz，fH=655 MHz，k=1.38e-23，T0=290 K，F(xiàn)=12 dB，信號傳輸過程中總損耗L=17 dB。

3.1 限幅器瞬態(tài)響應仿真及分析

設限幅器響應時間tx=10 ns，a=c=0.5 mV,b=5 mV,d=1 mV，干擾信號脈寬τj=1 ns。此時限幅器產生尖峰泄漏效應，設濾波器響應時間為0.1 μs。當Pt=500 W，PRFj=50 MHz，Gtj=40 dB，Ptj=50 kW時，帶通濾波器輸出干擾脈沖波形如圖4a)所示，干擾前后檢波輸出波形如圖4b)所示。

從圖4可以看出，干擾脈沖重復頻率為50MHz時，由于脈沖重復周期小于濾波器響應時間，干擾信號濾波后前后沿脈沖疊加，檢波后將雷達信號完全壓制，已無法完成正常檢測。PRFj=0.5 MHz，Ptj=5 MW，其余參數不變，仿真結果如圖5所示。

圖4 壓制干擾仿真結果(重頻為50 MHz)Fig.4 Simulation results of suppressive interference(PRFj=50 MHz)

圖5 壓制干擾仿真結果(重頻為0.5 MHz)Fig.5 Simulation results of suppressive interference(PRFj=0.5 MHz)

從圖5可以看出，干擾脈沖重復頻率為0.5 MHz時，脈沖重復周期大于濾波器響應時間，干擾脈沖經過濾波器后相鄰脈沖沒有疊加，但由于噪聲調幅干擾起遮蓋作用的主要是旁頻成分，干擾功率足夠大時同樣壓制了雷達信號。

設限幅器響應時間tx分別選為100,150和200 ns。高重頻脈沖參數：Pt=500 W，τj=40 ns，PRFj分別選為50,100,150,200,250 kHz。根據式(7)進行計算，結果如表1所示。

從表1可以看出，當τj>tx時，無尖峰泄漏效應產生。但高重頻干擾使限幅器工作特性改變，在恢復時間內導致信號輸出功率衰減。干擾重復頻率越高、限幅器恢復時間越長，衰減百分比越大，驗證了理論分析。對于不同的恢復時間，當干擾脈沖重復頻率從50 kHz增加到250 kHz時，輸出信號功率衰減百分比均小于2%，最大值為1.87%。此時，可以忽略恢復時間導致的信號功率衰減，說明尖峰泄漏效應是高重頻脈沖對前端干擾奏效的主要原因。

表1 輸出信號功率衰減百分比

3.2 干擾脈沖參數對信干比的影響

當Gtj=40 dB,PRFj=100 kHz時，分別改變干擾功率及脈寬，根據式(16)進行仿真，得到前端輸出信干比變化情況如圖6所示。

圖6 信干比隨干擾脈寬變化曲線Fig.6 SJR with the variation of jamming pulse width

從圖6可以看出，干擾脈寬一定時，干擾功率越大，前端輸出信干比越低；干擾功率一定時，干擾脈寬越寬，輸出信干比越高。這是由于在脈寬一定時，干擾功率增大必然會導致信干比降低；干擾脈寬增加后，頻譜包絡發(fā)生改變，通過帶通濾波器2進入后級的干擾能量占總能量的比重減小，使干擾功率減小，導致信干比降低。當脈沖寬度為1 ns，脈沖重復頻率為100 kHz，干擾功率達到約500 W時，信干比降至0。當Ptj=1 kW時，改變脈沖重復頻率得到前端輸出信干比變化情況如圖7所示。

圖7 信干比隨干擾重頻變化曲線Fig.7 SJR with the variation of jamming PRF

從圖7可以看出，干擾脈沖寬度一定時，脈沖重復頻率增大，前端輸出信干比降低。這是由于干擾機發(fā)射峰值功率一定時，雖然通過濾波器進入后級的干擾能量占總能量的比重無變化，但是脈沖重復頻率越高，導引頭前端接收到的平均功率將增大，使前端輸出信干比降低。當脈沖重復頻率約50 kHz時，輸出信干比降至0。

4 結束語

本文研究了高重頻脈沖在導引頭前端的作用機理，仿真驗證了分析結果，得到了脈沖參數與干擾效果之間的理論關系。結果表明，當干擾信號脈寬小于限幅器響應時間時，尖峰泄漏效應導致干擾脈沖直接進入后續(xù)處理電路，檢波后對雷達信號形成壓制；限幅器恢復時間造成的輸出功率衰減不是高重頻干擾作用的主要原因；干擾功率越大，脈沖寬度越小，脈沖重復頻率越高時，前端輸出信干比越低。上述結論是在雷達、干擾機和被動導引頭相對位置固定的條件下得到的，在實際運用中必須充分考慮導引頭的工作模式和運動軌跡，合理布設干擾機并調整高重頻脈沖參數，使干擾效果達到最佳。