基于多波束網絡的寬帶陣列接收系統

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( 1.中國電子科技集團公司第三十八研究所， 安徽合肥 230088； 2.孔徑陣列與空間探測安徽省重點實驗室， 安徽合肥 230088； 3.安徽省天線與微波工程實驗室， 安徽合肥 230088)

0 引言

現代電子戰環境日益復雜，具有輻射源數量多、工作頻帶寬、信號參數多變等特點，要求接收機不僅要具有大帶寬、高動態、高靈敏度，而且要對同時到達的多個信號具有高截獲概率[1]。傳統接收機如晶體視頻接收機、瞬時測頻接收機、壓縮接收機和布拉格盒式接收機等已經不能滿足上述需求。

寬帶陣列接收系統輔以多波束形成技術，具有如下特點：1)接收同時多波束處理，減少系統對多個方向到達信號的截獲時間；2)多通道陣列化接收信號，提高系統的靈敏度；3)采用寬帶數字化接收并進行窄帶數字處理，進一步改善接收系統的靈敏度；4)相比單通道接收機，對單元故障的容忍度提高。因此，該類系統能夠在很寬的頻帶范圍內對電磁環境進行監測，對多個信號進行快速、高效的測量和分析，可以滿足上述需求。

本文提出的基于多波束網絡實現寬帶陣列信號接收的解決方案采用寬帶模擬多波束接收、高速數字化及信道化處理等技術，相比數字陣列多波束接收的方案，可顯著減少設備量，降低研發成本，在低成本寬帶信號偵察系統的應用中更具優勢。本文論述了系統的架構設計及信號處理基本流程，對包含多波束網絡的接收鏈路噪聲系數及系統級靈敏度指標進行重點分析，并通過實測數據進行驗證。

圖1 寬帶陣列接收系統框圖

1 系統設計

1.1 架構設計

寬帶陣列接收系統的原理框圖如圖1所示。主要包括16個射頻前端、1個多波束網絡、16個寬帶變頻和16個寬帶數字接收機。各單元接收通道的射頻前端完成寬帶射頻信號的放大、濾波、延時；多波束網絡完成各單元通道輸出寬帶信號的相干合成，同時輸出16個接收波束信號；寬帶變頻將合成后的波束信號搬移到合適的中頻信號；寬帶數字接收機采用模數轉化器(Analog to Digital Converter, ADC)對中頻信號進行數字化，并使用現場可編程門陣列(Field Programmable Gate Array, FPGA)實現寬帶信號的預處理，輸出脈沖描述字。

1.2 信號處理基本流程

該系統中，寬帶數字接收機實現的數字信號預處理基本流程如圖2所示，包括數字下變頻、信道化、門限檢測和參數測量[2]。

圖2 信號處理流程圖

2 噪聲系數分析

根據接收鏈路增益分配設計，陣列接收系統的噪聲系數取決于寬帶變頻之前的部分，其與單通道接收的主要區別在于多波束網絡的影響。以下展開分析射頻前端與多波束網絡的級聯噪聲系數。

文獻[3-4]給出了有源電路與合成器級聯的噪聲系數分析結論以及測試方法。若所有的有源電路增益相同、噪聲系數也相同，式(1)用于計算有源電路與合成器級聯的噪聲系數：

NF=NFea+(L-1)/G

(1)

式中，NF為級聯噪聲系數，L為合成器的有功損耗，NFea為有源電路的噪聲系數，G為有源電路的增益。

該系統使用的多波束網絡損耗模型如圖3所示。N為單元輸入個數，M為波束輸出個數，Sij為第i(i=1,2,…，N)個單元輸入到第j(j=1,2,…，M)個波束輸出的傳輸系數，Ckj為第k(k=1,2,…，M)個波束輸出與第j個波束輸出之間的耦合系數。

圖3 多波束網絡損耗模型

(2)

將等效后的多波束網絡(第j個波束輸出)與射頻前端級聯，其噪聲系數分析模型如圖4所示。仍假定射頻前端輸入端的噪聲溫度為T0，各個射頻前端增益G相同、噪聲系數NF也相同。根據噪聲系數定義[5]，式(3)給出級聯噪聲系數，nT，Ge分別為噪聲輸出總功率和級聯等效增益[6]：

NF=nT/n0·Ge=

(3)

式中，k為玻耳茲曼常數，T0為標準溫度290 K，B為等效噪聲帶寬。

圖4 級聯噪聲系數模型

3 靈敏度分析3.1 模擬接收的靈敏度

靈敏度是接收機接收微弱信號能力的度量。當接收機輸出端達到預定的最小可檢測信噪比時，接收機輸入端注入的信號功率稱為接收機靈敏度[5]。通常，最小可檢測信噪比設置為0 dB，單通道模擬接收機的靈敏度Smin由式(4)給出：

Smin=kT0NFB=-114+NF+10lgB

(4)

式中，k為玻耳茲曼常數，T0為標準溫度290 K，NF為單通道接收機噪聲系數，B為接收機等效噪聲帶寬(MHz)。

理想情況下，相比單通道模擬接收機，模擬陣列接收機的靈敏度可以改善10lgN(dB)，N為單元通道數。這一結論可以從模擬陣列接收的噪聲特性和信噪比的角度進行理解。相比單通道模擬接收機，模擬陣列接收機輸出的噪聲系數(NF)array基本不變，而輸入和輸出信噪比都改善N倍[6]。因此，若可檢測信噪比設置仍為0 dB，則模擬陣列接收的靈敏度信號(Smin)array可由式(5)給出:

(Smin)array=-114+(NF)array+

10lgB-10lgN

(5)

3.2 ADC的影響

ADC的噪聲功率對整個接收鏈路的噪聲系數有貢獻，引入ADC后，整個接收鏈路的噪聲系數由式(6)給出，其中(NF)array為模擬接收陣列的噪聲系數，M為模擬陣列接收機輸出的噪聲功率與ADC的噪聲功率之比[7]：

(NF)total=(NF)array+10lg(M+1)-10lgM

(6)

因此，整個接收鏈路的靈敏度可以結合式(5)和式(6)計算，結果如式(7)所示：

(Smin)total=-114+(NF)total+10lgB-10lgN

(7)

3.3 信道化處理得益

ADC輸出信號在FPGA中進行數字信道化處理，信道帶寬越窄，信道內噪聲能量越低，輸出信噪比越高[8]。式(8)表示信道化處理得益，也即寬帶數字信號經過信道化后，輸出信噪比進一步改善。因此，系統的靈敏度得到進一步提升。

G=10lg(Bi/Bw)

(8)

式中，Bi為輸入帶寬，也即前述的接收機等效噪聲帶寬，Bw為信道帶寬(MHz)。

在寬帶偵察系統應用中，信道化輸出進行門限檢測及參數測量，為了提高參數測量的精度，要求被檢測信號的信噪比達到14 dB[9]。綜上所述，寬帶陣列接收機的系統靈敏度(Smin)system可以根據式(7)、式(8)和檢測信噪比要求計算得到，如式(9)所示。主要與噪聲系數、信道帶寬以及系統的單元數有關。

(Smin)system=-100+(NF)total+

10lgBw-10lgN

(9)

4 系統實現及測試4.1 模塊實物

系統中的多波束網絡為16個單元輸入、16個波束輸出的無源網絡；寬帶變頻和寬帶數字接收機均采用聯合標準化航空電子架構協會(Allied Standard Avionics Architecture Council, ASAAC) 標準設計，模塊的供電和控制通過背板實現，各個模塊依次裝配到液冷機箱中，圖5為多波束網絡和寬帶變頻模塊的實物。

(a) 多波束網絡

(b) 寬帶變頻模塊圖5 模塊實物

4.2 噪聲系數測試

分別測試了單通道等效鏈路和陣列接收鏈路的噪聲系數，其中，單通道等效鏈路包括1個射頻前端、1個固定衰減器(衰減值與多波束網絡的損耗相當)和1個寬帶變頻。陣列接收鏈路的噪聲系數測試使用1個噪聲源進行1∶16功分，所有射頻前端都加電工作，在寬帶變頻輸出測試波束9的噪聲系數，再扣除功分器的損耗。測試結果如表1所示。

陣列接收鏈路波束9的指向為3°，其在0°方向的合成損失理論值為1.5 dB，而陣列接收鏈路噪聲系數相對單通道等效鏈路噪聲系數惡化也在1.5 dB左右，與前述噪聲系數分析結論吻合。

4.3 靈敏度測試

使用1∶16功分器從射頻前端注入射頻信號，在FPGA中采集波束9對應的信道化輸出數據，并使用Matlab軟件計算系統的靈敏度。根據接收鏈路設計，模擬接收機輸出的噪聲功率比ADC輸出噪聲功率大13 dB，參照式(6)，ADC引起的噪聲系數惡化約為0.2 dB。修正后的總噪聲系數、使用式(9)計算得到的計算靈敏度以及實測靈敏度結果如表2所示。

從測試結果看，實測靈敏度與計算靈敏度基本吻合，誤差在±0.3 dB以內。

4.4 瞬時動態范圍測試

測試時，從射頻前端注入射頻信號，在FPGA中采集波束9對應的信道化輸出數據，并使用Matlab軟件計算系統輸出信號功率。瞬時動態范圍測試結果如表3所示，在同一接收增益條件下，最小信號功率為靈敏度，最大信號功率為系統輸出壓縮1 dB時的輸入信號功率。

表3 瞬時動態范圍測試結果

5 結束語

本文提出了一種基于多波束網絡的寬帶陣列信號接收方案及系統設計實現，給出了多波束網絡損耗模型及級聯噪聲系數模型，并從系統的角度分析了靈敏度指標，結合系統的指標測試結果，驗證了噪聲系數與靈敏度分析結論。噪聲系數分析結果擴展了包含合成器的陣列接收系統噪聲系數結論，可直接應用于包含多波束網絡的陣列接收系統設計；系統級靈敏度指標的分析也對同類工程系統的設計具有參考意義。而且該系統具有很高的靈敏度和較大的瞬時動態范圍，設備量適中，具有很好的應用前景。