一種原邊反饋反激變換器負載調整率優化技術

謝樹楊，王俊峰，馬 聰，王 凱

(西安微電子技術研究所，陜西 西安 710054)

0 引言

原邊反饋結構與次級反饋結構相比有明顯區別，其直接從變壓器原邊檢測輸出電壓，省略了光耦或變壓器等隔離器件，具有結構簡單、體積小、可靠性高等優點，被廣泛應用于微小功率反激式開關電源中，但該基本拓撲的負載調整率較差。文獻[1]中通過一電阻做補償，這種方式依賴于控制芯片支持，同時，通過電阻壓降補償整流二極管導通壓降引起的誤差，調節精度有限。文獻[2-3]采用數字控制的方式，精確采集膝電壓，以減小輸出阻抗的影響，但該控制方式過于復雜，功耗不易控制。對于微小功率變換器，需要一種簡單可靠的補償技術，有效地優化負載調整率。

1 電路結構與原理分析

1.1 原邊反饋式變換器工作原理

原邊反饋控制方式的基本拓撲如圖1所示。通過檢測輔助輸出UO2上的電壓信號控制反饋環，調節初級導通占空比，使輸出端UO1恒壓。

開關管Q1導通時，變壓器T1儲存能量，次級整流管截止，輸出電流由電容CO提供；開關管Q1截止時，所有繞組電壓反相，次級整流管導通，T1向后級釋放能量，對輸出端和電容放電[4]。

輔助輸出UO2經電阻R1、R2分壓得到采樣電壓信號UFB。該信號連至誤差放大器EA的負輸入端。UFB與參考電壓UREF比較后得到UEA，UEA與UFB呈線性負相關。誤差信號UEA和三角波信號UCS分別連PWM產生器的正輸入和負輸入，比較后得到控制Q1的脈沖寬度，使采樣電壓UFB在輸入電壓和負載變化時跟隨參考電壓UREF變化[5]。

圖1 原邊反饋式基本拓撲

1.2 誤差源分析

次級繞組電壓US與輔助繞組電壓UA、次級繞組匝數NS、輔助繞組匝數NA的關系為：

(1)

即次級線圈電壓可由輔助側電壓精確反映。Q1截止時，次級形成通路，等效電路如圖2所示。

圖2 次級等效電路

輸出電壓與次級線圈電壓的關系為：

UO1=US-UD1-Rp1×IO1.

(2)

UO2=UA-UD2-Rp2×IO2.

(3)

其中：UD1、UD2分別為次級和輔助端整流二極管的正向壓降，由伏安特性曲線可知，該壓降隨導通電流的增大而增大；Rp1、Rp2分別為次級和輔助端互聯線上的寄生電阻；IO1為次級輸出電流；IO2為控制芯片供電電流，正常工作模式下約為1 mA。

聯立式(1)～式(3)可得：

(4)

式(4)中第一部分UO2×NS/NA表征了原邊反饋式控制的原理，UO1中存在與UO2成比例的項，調節輔助輸出端電壓可以控制輸出端電壓；第二部分(UD2+IO2×Rp2)×NS/NA各項均不變，屬于固定誤差，可以被反饋環直接消除；第三部分UD1+IO1×Rp1中，兩項誤差均隨電流增大而增大，且沒有反映到UO2中，故無法被反饋環消除。

輔助繞組電壓UA的波形中包含了輸入輸出端的信息。如圖3所示，Ton為開關管導通時間，整流管承受反向感應電壓；Tr為整流管導通時間，繞組向次級釋放能量；Tdt為死區時間，波形隨初級震蕩。其中，Tr段包含了輸出電流的信息，電流下降的斜率為：

(5)

其中：Ipk,S為次級峰值電流；LS為次級電感量。

Ipk,S與次級輸出電流IO1、周期T的關系為：

(6)

聯立式(5)和式(6)，可得：

(7)

式(7)中，輸出電壓UO1、次級電感LS、周期T均保持不變，UD1為一次變量，且變化較小，Tr為二次冪變量，故Tr能較好地跟隨IO1的變化。且該式中無輸入電壓項Uin，通過復位時間引入輸出電流信息不會影響電壓調整率。

圖3 輔助線圈電壓UA波形

1.3 采樣及保持電路

上述分析表明隨周期計算復位時間的長度，可以提取輸出電流的信息。每個周期均包含清零、采集、保持三個過程。

設計的采樣及保持電路原理如圖4(a)所示。串聯RC(C3、R3、R4)組成了一個微分電路，初級開關管Q1關斷時，UA的上升沿使Q3在Tr1期間導通，計時電容C4被放電清零。復位電壓信號使Q2在Tr2期間導通，輔助輸出電壓UO2通過R7、Q2對C4充電，得到一個與復位時間對應的電平值Uc。在Tdt和Ton期間，Q2、Q3均關斷，Uc保持穩定。電壓Uc在Ton期間將影響反饋環，參與輸出電壓的調節。

仿真結果如圖4(b)所示。微分電路得到的脈沖峰值與上升沿的高低電平值均有關，其中低電平由輸入電壓和變壓器匝比決定，不同的輸入電壓會影響Tr1的長度和Uc的準度，使電壓調整率升高。調節變壓器匝比和電阻R3、R4的比值可以有效地抑制該誤差。Tdt和Ton時間段，Uc的波形會受到漏電流和諧振噪聲的影響，前者可通過選擇合適的NMOS管和電容減緩電壓的下降，后者可利用RCD鉗位電路使諧振波形迅速衰減，減小對Uc的干擾。

圖4 采樣及保持電路原理和仿真

1.4 補償電路

在Ton階段得到一個與輸出電流大小對應的電壓值Uc后，現引入反饋環中，對輸出電壓進行補償。本設計使用的控制芯片的REF端最大偏置電流較小，不參與震蕩，通過控制誤差放大器EA正輸入端電壓UREF介入反饋。該電壓與負載電流IREF的關系如圖5所示。

補償方式如圖6所示。Uc通過三極管Q4B控制REF端負載電流的大小，使UREF跟隨輸出電流IO1變化，補償后級輸出阻抗產生的壓降。

調節過程如下：輸出電流IO1減小時，復位時間Tr減少，計時電容電壓Uc隨之減??；三極管流過的電流增大，使UREF減??；誤差放大器EA的輸出隨UREF減??；經過與電流采樣端電壓UCS比較，初級開關管Q1被提前關斷，使輸出電壓UO1降低。

圖5 REF端口伏安特性曲線

圖6 電壓環調節

2 實驗結果

本文在一款輸入范圍20 V～50 V、輸出12 V/0.125 A的原邊反饋式反激變換器實驗板上進行了驗證。額定輸入電壓28 V下，原電路10%負載至滿載調整度達到360 mV。使用本文的電路優化后，調整度降至65 mV。即調整率從3%降至0.5%，達到了預期目標。

如圖7所示，伏安特性曲線呈倒S型。其中，20%負載(25 mA)至滿載區間的補償效果較好，最高輸出電壓為12.039 V，即調整度為38 mV。

圖7 10%負載至滿載伏安特性曲線

10%負載時效果差，原因分析如下:如圖8所示，上方為補償值UREF，下方為Uc波形;Uc歸零后，在復位時間內線性增加至1.5 V，此時為理想值;但輕載時，較大的諧振尖峰使Uc繼續增大，導致補償度不夠，后期可進一步改進。

此外，由于微分清零部分電路對輸入電壓敏感，電壓調整率會增大，實驗測得：該指標由0.5%升至0.9%，影響較小。

3 結束語

本文針對原邊反饋技術中存在的負載調整率差的問題，提出了一種簡單的外圍電路。利用復位時間中包含的輸出電流信息，設計了采樣和保持電路，得到的電壓信號能正確地反映輸出電流的大小。通過該信號調節參考電平，使負載調整率從3%降至0.5%，達到了預期目標。該電路可靠性高，可集成至控制芯片，能適應多種輸入輸出要求，值得推廣。