基于單路DDS源的雙路寬帶信號預失真技術

洪香茹 徐 瑋 張雨輪 李 濤

(西安電子工程研究所 西安 710100)

0 引言

雷達的高分辨率距離像是通過發射和處理寬帶信號實現的，匹配濾波理論假定接收信號s(t-τ)是發射信號s(t)延遲τ后的復制，即收發通道不引入任何失真。工程實現中，雷達寬帶信號的產生、傳輸、發射、接收由于混頻器、濾波器性能的非理想因素，使得雷達接收到的回波信號產生變形、失真。如果還用發射信號做匹配濾波，將會導致脈壓后的主瓣展寬、旁瓣抬高，使脈壓性能變差。

文獻[1]將點目標的回波當做當做匹配信號，改善匹配性能，該方法把信號產生、傳輸、接收等失真一并考慮，但是并未考慮“去斜”接收對寬帶信號線性度要求的使用場合。文獻[2]根據收、發通道的特性對寬帶發射信號的相位、幅度進行預失真[3]補償，使發射信號成為和收發通道匹配的最佳波形。

考慮到本雷達近場成像的需要，雷達作用距離范圍為3～60m，為實現近端成像，雷達采用連續波“自混頻”的去調頻接收體制，克服了雷達的盲距、提高了信噪比，同時降低了對后端信號采集和處理的難度?！白曰祛l”工作方式，即要求頻綜輸出的發射信號和接收本振信號同時發出，且為調頻斜率相同的寬帶線性調頻信號，并且要求發射信號和本振信號的線性度必須嚴格一致。

1 傳統預失真方案

由于“自混頻”的工作方式，要求頻綜輸出的發射信號和接收本振信號同時發出，且為調頻斜率相同的寬帶線性調頻信號，考慮到發射通道和本振通道的相位、幅度不一致性，兩個通道必須同時做預失真，才能保證發射信號和本振信號為的線性度一致的寬帶信號。

為產生預失真的寬帶發射信號和本振信號，采用兩路DDS源信號產生電路，一路做本振一路做發射，預失真時，示波器分別采集發射通道、本振通道的中頻信號[4]，再利用分析計算機分析得到發射通道、本振通道的相位誤差，并將各路的相位誤差分別預失真到各路的DDS源，從而產生發射、本振各自預失真的信號。其單路處理流程如圖1所示，發射、本振雙路處理只是分別對兩路完成預失真處理即可。

這種預失真方法能同時補償發射通道與本振通道的相位誤差，但是需要兩路DDS信號產生電路，電路復雜、功耗大、成本高，且存在兩路DDS源的同步問題。

2 單個DDS源的雙路寬帶信號預失真技術

2.1 單路DDS源的雙路寬帶信號預失真技術的思路

針對傳統預失真方法的問題，采用一路DDS源信號產生電路，只產生一路寬帶基帶信號，通過功分把此寬帶基帶信號分成兩路，分別送至發射通道、本振通道。預失真時，先從發射通道采集中頻信號，形成發射通道的相位誤差，并把此相位誤差預失真到DDS源，此時對于本振通道輸出信號而言含有兩種失真：一是本振通道本身的失真；二是本振發射兩通道不一致的失真。采集同時含有兩種失真的本振通道輸出信號，形成本振通道的預失真相位誤差，并存儲此項誤差。在處理AD采集到的“去調頻”信號之后再將本振通道的相位誤差補償上去。

通過在線只補償發射通道的相位誤差，后處理時補償本振通道的相位誤差實現雙路寬帶信號的預失真處理，雖然后處理計算量增大，但只要一路DDS信號產生電路，降低成本且不存在兩路DDS同步的問題，同時一次相位預失真的乘法運算對算法實時性的影響不大。

2.2 單路DDS源的雙路寬帶信號預失真方案的原理

單路DDS源的雙路寬帶信號預失真方案的原理見下分析所示：

圖2中，s0(t) 為DDS產生出的理想基帶寬帶信號，sT(t)為理想信號疊加上發射通道相位、幅度誤差的發射信號，sL(t)為理想信號疊加上本振通道相位、幅度誤差的本振信號，sR(t)為接收回波信號，sR0(t)為經過“去斜”接收的中頻信號?？紤]到實際系統中幅度失真較小，且幅度失真對脈壓的影響較小，為簡化問題，以下僅對相位誤差推導。

DDS產生的理想基帶信號為：

s0(t)=a(t)exp(j(2πfBt+πkt2))

(1)

經過發射通道的畸變后實際發射信號為：

sT(t)=a(t)exp(j(2πfTt+πkt2+φT(t)))

(2)

其中φT(t)為發射通道的相位誤差。

接收回波信號為[5]：

sR(t)=sT(t-τ)

(3)

經過本振通道的畸變后實際本振信號為：

sL(t)=a(t)exp(j(2πfLt+πkt2+φL(t)))

(4)

其中φL(t)為本振通道的相位誤差。

對發射通道預失真相位補償后，發射的基帶信號變為：

(5)

經過發射通道的相位失真后，預失真的基帶發射信號成為理想信號：

(6)

對應的接收回波信號為：

=a(t-τ)exp(j(2πfT(t-τ)+πk(t-τ)2))

(7)

而疊加上發射通道相位誤差的本振信號為：

(8)

混頻濾波后的中頻信號為：

s(t)=a(t-τ)exp(j(2πfL0t+2πfTτ+

πkτt-πkτ2+φL(t)-φT(t)))

(9)

式(9)中第一個相位為中頻載頻項，數字下變頻后，頻率搬移到零頻。第二項為目標與雷達之間的多普勒項，SAR成像正是基于對此項的積累成像的。第三項為距離項，第四項為“去斜”接收產生的的剩余相位，可補償掉。第五項為本振通道的相位誤差，第六項為發射通道的相位誤差。從(9)式可以看出，如果對五、六項不做補償，將會影響“去斜”后距離脈壓的效果，使其主瓣變寬，旁瓣抬高。

采集回波之前，先采集含有本振通道及發射通道相位誤差的本振信號，如式(8)所示，利用分析計算機得到相位誤差，如(10)式所示：

φ(t)=φL(t)-φT(t)

(10)

在SAR成像處理前，中頻回波數字下變頻后，再把相位誤差(10)式補償到回波上，即使回波成為近似理想回波信號，如(11)式所示：

s(t)=a(t-τ)exp(j(2πfTτ+πkτt-πkτ2))

(11)

2.3 單路DDS源的雙路寬帶信號預失真處理過程

根據以上分析，通過在線補償和后處理補償兩種方式完成發射、本振信號的預失真校正，其處理流程如圖3所示：

其處理過程分為以下四步：

1)用單個DDS源同時產生發射、本振兩路寬帶信號。

2)發射通道相位誤差測量及在線補償。

3)本振通道剩余相位誤差的測量。

4)距離脈壓同時補償本振通道相位誤差。

預失真數據采集過程注意以下事項：

1)圖3中的混頻器選擇和輸入信號波段一致的混頻器即可，使用時注意調節發射信號和本振信號及信號源的輸出功率在混頻器額定輸入功率范圍內。

2)理論上，數字示波器采樣頻率滿足混頻器下變頻后輸出信號的最高頻率的2倍即可，實際中考慮到恢復信號的質量，采樣頻率設為理論采樣頻率的2.5倍。

3 實測數據驗證

值得一提的是：預失真校正包括幅度預失真校正與相位預失真校正兩部分，其處理流程基本相同。本雷達通過測試發現信號的帶內幅度起伏在1.0dB內，滿足成像處理要求，所以對幅度起伏不做預失真校正。以下試驗結果為相位預失真校正結果。

需要說明的是相位預失真校正的過程并不是一次完成的，需要循環實現多次，直到補償之后的相位誤差范圍滿足工程需要為止。

圖4-8給出本項目相位預失真的結果。

圖4(a)為不做補償時的發射通道相位誤差，從圖4(a)中可以看出發射信號的相位誤差達到150多度，遠遠不滿足工程脈壓的需要，圖4(b)為以發射通道的相位誤差為DDS預失真誤差補償后發射通道的相位誤差，從圖中可以看出補償后，發射通道的相位誤差縮小到±3°范圍內。

圖5給出發射通道相位預失真前后距離脈壓的結果，圖中不做相位誤差補償的脈壓結果主瓣展寬，旁瓣抬高到-6dB以上且不對稱；做了相位誤差補償的脈壓結果主瓣和理想信號脈壓結果相符，第一旁瓣分別到了-12.74dB、-13.72dB以下，和理想LFM信號脈壓的差別不大，滿足工程使用要求。

圖6給出以發射通道相位誤差為預失真誤差補償后，本振通道的相位誤差。從圖中可知，由于發射、本振通道的不一致，此時本振通道的相位誤差范圍還在50°多，不滿足工程實際的要求。

圖7給出本振通道后處理相位預失真補償前后和發射信號“去調頻”接收的脈壓結果。從圖可知本振通道不做相位補償的脈壓結果的主瓣幾乎沒有展寬，但是第一、第二幅瓣抬高到-11.29dB、-14.4dB，且兩邊幅瓣不對稱；本振通道相位誤差補償后幅瓣幾乎下降到理想水平且更加對稱性。

圖8給出本振通道后處理相位預失真補償前后和發射信號“去調頻”接收的調頻步進信號回波脈壓結果。從圖8可知，本振通道不補償時，調頻步進信號距離像合成的第一柵瓣可到-20dB，在實際場景測試中，強目標的柵瓣不僅會淹沒弱目標，使弱目標檢測不到，還會形成虛假目標，導致成像質量變差。而本振相位誤差補償后的柵瓣下降到-30dB附近，使強弱目標的檢測范圍擴大到30dB，滿足實際場景測試的需求。

4 結束語

文章結合工程實際，提出基于單路DDS源的雙路寬帶信號預失真方法，該方法采用發射通道相位誤差在線預失真補償，本振通道相位誤差后處理補償的方式，實現寬帶信號的“去斜”接收，使雷達的距離高分辨率和無盲區測距同時實現。這種補償方法在信號產生時減少一路寬帶信號的產生電路，使得系統電路簡化，功耗減小，成本降低，便于工程實現。