高效率不對稱全橋DC／DC變換器研究

李 山，胡緒權，童 磊，奧琳芳

（1.重慶理工大學 電氣與電子工程學院，重慶 400054；2.重慶市能源互聯網工程技術研究中心，重慶 400054）

近年來，電力電子技術飛速發展，不斷地追求輕量化、體積小、高效率的目標。軟開關技術受到越來越多的關注，當提高變換器開關頻率時，開關損耗并不會增加，因此可以使用更小的磁性元件，提升功率密度。1990年Paul Imbertson和Ned Mohan首次提出了一種新型的針對全橋及半橋拓撲的不對稱控制策略［1-2］，自該策略提出以來，因其能在不改變全橋或半橋拓撲結構的基礎上就能實現軟開關，且控制方法簡單易于實現，而備受設計人員的關注［3］。

目前，國內外對不對稱半橋拓撲做了大量的研究。文獻［4］與文獻［5］中分析了不對稱半橋拓撲的零電壓導通的工作模態，但由于不對稱半橋拓撲本身，造成原邊開關器件電壓應力大，且難以滿足大功率要求。針對該問題，本文所研究的不對稱全橋變換器，其原邊開關器件有更小的電壓應力且該拓撲能應用于大功率場景。但不對稱全橋變換器的變壓器次級側整流二極管的導通損耗較高，且隨著負載電流的增加導通損耗亦增加。本文所研究的不對稱直流變換器不僅使用軟開關技術降低了開關損耗，同時運用同步整流技術降低了次級側整流二極管的導通損耗，因此可以使不對稱全橋變換器的效率得到進一步提高。

1 不對稱全橋變換器工作原理

1.1 不對稱全橋拓撲結構

不對稱全橋DC／DC變換器的電路拓撲結構如圖1所示。該變換器由原邊開關管VT1、VT2、VT3、VT4，隔直電容Cb，變壓器Tr，副邊同步整流管S1、S2，輸出濾波電感Lo，輸出濾波電容Co構成，其中Lr為變壓器等效串聯電感（變壓器漏感滿足諧振要求的情況下，不需要再接入電感），Lm為變壓器一次側等效并聯激磁電感，變換器將輸入直流電壓Vin轉換成輸出電壓Vo。其中，DS1、DS2、DS3及DS4分別為原邊4個開關管的體二極管，Coss1、Coss2、Coss3、Coss4分別為該4個開關管的寄生電容，R為負載電阻，變壓器為帶中心抽頭的結構，原邊繞組匝數為N1，副邊繞組匝數為N21和N22，其副邊采用全波整流。

圖1 不對稱全橋變換器的拓撲結構

圖2為不對稱全橋DC／DC變換器穩定運行在CCM模式時，1個開關周期內的模態分析時序。ugs1＆4與ugs2＆3分別為VT1、VT4和VT2、VT3的驅動控制信號，ugs1＆4與ugs2＆3互補，為避免原邊2對開關管短路，二者驅動控制信號之間設置有死區時間td1、td2。為了簡化分析，需要對拓撲中的元件做出以下假設：

1）拓撲中所有元件均為理想元件。

2）隔直電容Cb和輸出電容Co的容值足夠大，可以忽略其電壓紋波。

3）原邊4個開關管寄生電容容值一致，Coss1＝Coss2＝Coss3＝Coss4＝C。

4）輸出濾波電感Lo足夠大，在開關周期內可以等效成Io的電流源。

圖2 不對稱全橋變換器開關過程模態分析時序

1.2 原邊開關管軟開關的工作模態分析

1.2.1 工作模態Ⅰ，［t0-t1］階段

在t0時刻之前，VT1、VT4導通，變壓器原邊總電流ip為正，依此流經VT1、Cb、Lm、Lr、N1、VT4，最后流回電源負端。同時，副邊同步整流管S1導通，變壓器輸送能量到副邊；其副邊輸出電壓為（忽略原邊等效串聯電感Lr兩端電壓）

在t0時刻，如圖3（a）所示，VT1、VT4關斷，因為開關管寄生電容Coss1、Coss4的存在，使得VT1、VT4可以實現零電壓關斷。為了簡化分析，本文把寄生電容電壓量近似為線性變化量。Coss1、Coss4的電壓線性增大，Coss2、Coss3線性下降，變壓器原邊電壓VN1減小，映射至副邊使得VMN減小。直至t1時刻，VAB減小至隔直電容電壓Vcb，VN1減小至零。

圖3 不對稱全橋變換器穩態時工作模態電路

1.2.2 工作模態Ⅱ，［t1-t2］階段

如圖3（b）所示，t1時刻開始，Coss1、Coss4繼續充電，Coss2、Coss3繼續放電，使得VAB持續下降，由于副邊短路，原邊電壓全部作用在Lr上，ip減小，而激磁電感被短路，其電流iLM不變，則i1相應減小，映射到副邊iS1減小，為了保持iLo不變，則同步整流管S2需導通續流，iS2開始增大。到t2時刻，VAB下降到-Vin。Coss1、Coss4充電完成，兩端電壓為Vin；Coss2、Coss3放電完成，兩端電壓為零，VT2、VT3兩端的反向并聯二極管開始導通。此時漏感兩端的反向電壓變為Vin，因此ip下降的斜率變陡。此時VT2、VT3可以實現零電壓開通（ZVS）。

1.2.3 工作模態Ⅲ，［t2-t4］階段

如圖3（c）和圖3（d）所示，t2之后，加在Lr兩端的電壓為-Vin，ip線性減小，i1線性減小，映射到副邊為iS1線性減小，iS2線性增大。在t3時刻，導通VT2、VT3，Lr兩端的電壓不變，ip線性減小；到t4時刻時，ip減小到零。因此，在t4之前必須導通VT2、VT3，才能實現ZVS。

1.2.4 工作模態Ⅳ，［t4-t5］階段

如圖3（e）所示，從t4時刻起，ip反向增大，ip映射到副邊，使得流經副邊整流管的iS2增大，由于Lo足夠大，可等效為電流源，故iS1減小，直至t5時刻，iS2增大到ILo，iS2減小到零，該階段結束。

1.2.5 工作模態Ⅴ，［t5-t6］階段

如圖3（f）所示，t5時刻后，VT1、VT4繼續導通，ip反向線性增大，ILo經S2流通，t6時刻VT1、VT4完成ZVS關斷。另外，剩下的t6～t12時段與t0～t6時段的運行方式類似，故不再給出分析過程。

2 電路參數計算與分析

2.1 主要參數關系

在忽略VT1、VT4和VT2、VT3控制信號死區時間的前提下，隔直電容Cb電壓可根據變壓器激磁電感的伏秒平衡得到：

其中：D為原邊開關管的占空比；Vin為輸入直流電壓。當電感電流Io連續時（CCM模態），可得輸出電壓Vo為

隔值電容Cb使得變壓器原邊總電流ip的直流分量為零，即im＋i1的直流分量為零。由于輸出濾波電感Lo足夠大，使得iL等于負載電流io，故可得：

則

原邊繞組匝數為N1，副邊側2個繞組匝數分別為N21和N22；變壓器原邊激磁電流為im，其直流分量為Im，其紋波峰-峰值為ΔIm；變壓器原邊繞組電流為ip，其直流分量為I1；變換器原邊開關的開關周期為T。

2.2 軟開關實現條件

以開關管VT2、VT3為例，在［t1，t2］階段，根據t1時刻的初始條件，可得：

t1時刻，ip的值為Ip1（記Ipk為tk時的值）；t2時刻，uAB＝-Vin，VT2、VT3才可實現ZVS開通。故由式（6）可知，VT2、VT3實現ZVS開通須滿足條件：

同理可得，VT1、VT4實現零電壓開通須滿足條件：

其中：ω為諧振角頻率；Zn為特征阻抗。由圖2可知，ip的正負峰值分別為Ip1與Ip7，分別等于副邊電流折算到原邊側電流與原邊側激磁電流的正負峰值之和。

2.3 死區時間設置

VT2、VT3實現ZVS開通的前提是，VT2、VT3開通時刻t3必須設定在t2與t4時刻之間。故其死區時間應滿足以下條件：

（t4-t2）是死區時間，td2是死區時間的可變范圍，td2越大，越有利于實現寬范圍的ZVS。同理，可得VT1、VT4死區時間td1的設置區間。

2.4 占空比丟失分析

根據圖2和前面開關模態分析可知：原邊等效串聯電感使得ip不能突變，該電流需要一定的時間來改變極性，即圖2中［t3～t5］與［t9～t11］。在這兩段時間內變壓器原邊電流ip下降，使得其副邊電流下降，又由于iLo不能突變，故另一個同步整流管導通以實現iLo。在此期間，副邊處于續流階段，變壓器副邊被短路，在該時間段內副邊電壓丟失，即占空比損失時間。在這兩段時間內，原邊電流可近似看作以斜率Vin／Lr線性變化，可知Lr與占空比損失成反比關系。

占空比損失時間tloss＝t5-t3及tloss與開關周期Ts的一半的比值就是副邊占空比損失Dloss即：

且有

從而可以得出：

由式（22）可以得出：

1）占空比損失情況與輸入電壓成負相關，與負載電流成正相關，設計變換器時需要考慮輸入電壓最低、負載最大的情況，保證此時輸出電壓依然能正常輸出。

2）漏感Lr與占空比損失Dloss成正相關。所以漏感不僅會影響軟開關的實現效果，同時會造成占空比損失，所以在設計Lr時需要兼顧ZVS的實現及占空比損失問題。

2.5 開關應力分析

文中前面部分已進行了詳細分析。故從模態分析可以得知原邊開關管兩端電壓最大為Vin，流經原邊開關管的最大電流為ip的峰值；而副邊同步整流管兩端電壓最大為VMN，流經同步整流管的最大電流為Io。

2.6 副邊同步整流控制時序

對于其他全橋變換器而言，由于開關器件本身存在動作時間，在副邊使用同步整流模式時，同步整流管的控制時序需要與原邊開關管存在一定的死區時間，以防止變壓器副邊短路。然而，設置死區時間必然會帶來損耗，而不對稱全橋DC／DC變換器在該方面有著獨特的優勢。如圖4所示，由于該變換器原邊開關管控制時序ugs1＆4與ugs2＆3之間存在死區，而副邊同步整流管ugs-s1與ugs-s2的與對應的原邊開關管一致（時序相同的組合分別是ugs1＆4與ugs-s1，ugs1＆4與ugs-s2），因此同步整流控制時序不需要再設置死區時間。

圖4 不對稱全橋變換器開關過程模態分析時序

3 仿真實驗結果

3.1 仿真參數設置

根據上述分析，本研究使用saber仿真軟件對變換器進行仿真。仿真實驗參數如表1所示，圖5為原邊開關及副邊同步整流管控制時序，依照表1中的具體參數設置。

表1 系統參數

圖5 開關管控制時序

3.2 仿真輸出電壓及ZVS仿真實現

圖6中波形為不對稱全橋DC／DC變換器按照表1所設置的仿真參數及圖5中的控制時序而得到的變換器電壓輸出波形，與理論值（參照公式3）98 V極為接近。

圖7所示仿真波形中的4道波形分別為VT1、VT4與VT2、VT3兩組原邊開關管的電壓波形：第1組為VT1、VT4的漏極源極電壓uds和柵源極電壓ugs；第2組為VT2、VT3的uds和ugs。其中標注的虛線框內的波形描繪了2組開關管的開通情況，2組開關管皆在ds極電壓為零之后，才開始導通，完成了零電壓導通。故該仿真波形驗證了不對稱占空比控制的策略可以使全橋原邊2組開關管實現軟開關。

圖6 電壓輸出波形

圖7 V T1、V T4與V T2、V T3軟開關波形

3.3 占空比損失仿真

就占空比損失量與Lr、輸入電壓及負載之間的關系，本研究針對占空比損失量與Lr的關系，做了1組對比仿真實驗驗證，即保證輸入電壓和負載一致，為了使對比效果比較明顯，選區的2組電感值比較大的Lr分別為1μH和3μH。由圖8中的仿真波形可知，在前半個周期Lr內1μH和3μH的占空比損失量分別為Dloss1、Dloss2；以及后半個周期內1μH和3μH的占空比損失量分別為D′loss1、D′loss2。由圖8可以明顯看出，在Lr＝1μH情況下的占空比損失量始終小于Lr＝3μH。以上仿真結果皆與占空比丟失理論分析一致。

圖8 Lr＝1μH和Lr＝3μH情況下占空比損失量對比波形

4 結束語

本文分析研究了不對稱全橋DC／DC變換器的工作原理。該變換器采用其變壓器原邊漏感與原邊開關管寄生電容以實現原邊開關管軟開關，使變換器的原邊開關損耗得以降低；變換器副邊側利用同步整流技術減少了原二極管整流所導致的導通損耗，從而使得變換器效率得以提升。