千兆并行定時(shí)同步算法研究及實(shí)現(xiàn)

張永杰，孟慶凡，趙 煜

(1.中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081；2.中國人民解放軍92493部隊(duì)，遼寧 葫蘆島 125000)

0 引言

未來無線通信系統(tǒng)面臨傳統(tǒng)頻譜資源短缺與無線業(yè)務(wù)需求爆炸性增長的瓶頸問題，擁有豐富可用頻譜資源的毫米波通信成為下一代無線寬帶通信的有效選擇[1]。美國AIRLINX、日本NEC及俄羅斯Elva-1等公司推出了無線“虛擬光纖”——毫米波千兆無線設(shè)備，國內(nèi)也開展了相關(guān)研究和設(shè)備研制工作，文獻(xiàn)[2-7]重點(diǎn)對毫米波高速調(diào)制解調(diào)器進(jìn)行了研究。作為千兆調(diào)制解調(diào)器的核心處理步驟，定時(shí)同步的精度直接決定了系統(tǒng)性能。同時(shí)，對于千兆量級的高速數(shù)據(jù)傳輸，現(xiàn)有處理器均不能支持實(shí)施串行處理。本文旨在結(jié)合實(shí)際工程指標(biāo)，在現(xiàn)有硬件平臺(tái)處理能力基礎(chǔ)上，選擇合適的信號(hào)處理架構(gòu)與適宜工程實(shí)現(xiàn)的算法，完成毫米波千兆調(diào)制解調(diào)器中的定時(shí)同步研究。

1 調(diào)制模塊設(shè)計(jì)

調(diào)制模塊主要完成輸入數(shù)據(jù)的前向糾錯(cuò)編碼、數(shù)據(jù)組幀、基帶成形濾波和數(shù)字上變頻等功能，圖1為調(diào)制模塊數(shù)字信號(hào)處理流程。

其中，前導(dǎo)序列和LP序列均采用IQ兩路相同的QPSK調(diào)制方式，輸入數(shù)據(jù)的調(diào)制方式為QPSK，16QAM，64QAM等可選。

圖1 調(diào)制端數(shù)字處理流程

幀結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)兼顧連續(xù)傳輸和突發(fā)傳輸，同時(shí)考慮系統(tǒng)時(shí)鐘穩(wěn)定度、載頻捕獲范圍、寬帶信號(hào)傳輸、抗多徑能力和算法復(fù)雜度等因素。數(shù)據(jù)幀由前導(dǎo)序列、LP序列和數(shù)據(jù)序列3部分組成。數(shù)據(jù)幀組成圖如圖2所示。

前導(dǎo)序列由4個(gè)SP序列組成，每個(gè)SP序列由32個(gè)符號(hào)構(gòu)成。根據(jù)SP序列的相關(guān)性，尋找相關(guān)峰得到SP序列的起始位置，可實(shí)現(xiàn)信號(hào)幀頭預(yù)同步，為粗載波頻偏估計(jì)做準(zhǔn)備。

LP序列由兩段511符號(hào)的PN序列及130符號(hào)的循環(huán)前綴CP組成，總長度為1 152符號(hào)，剛好為8的整數(shù)倍，方便并行結(jié)構(gòu)處理。根據(jù)采樣點(diǎn)和原始LP序列進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，依據(jù)相關(guān)峰可以精確找到LP序列的起始位置，同時(shí)可以根據(jù)序列的長度進(jìn)行數(shù)據(jù)幀的精確劃分，實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)段的精確同步，為定時(shí)同步提供起始基準(zhǔn)。

數(shù)據(jù)序列由n個(gè)數(shù)據(jù)段組成，n可根據(jù)編碼方式、傳輸效率和信道變化選擇。傳輸數(shù)據(jù)序列由幀頭UW獨(dú)特字和傳輸數(shù)據(jù)以及幀尾UW獨(dú)特字組成，每個(gè)數(shù)據(jù)幀構(gòu)成一個(gè)帶循環(huán)前綴的數(shù)據(jù)幀，UW獨(dú)特字長為128符號(hào)，每個(gè)數(shù)據(jù)幀傳輸有效數(shù)據(jù)896符號(hào)。

圖2 數(shù)據(jù)幀組成圖

2 并行定時(shí)同步算法

2.1 解調(diào)端信號(hào)流程

解調(diào)端數(shù)字處理流程如圖3所示。A/D采樣輸入并行數(shù)字中頻信號(hào)經(jīng)能量增益控制、并行數(shù)字下變頻、并行匹配濾波、并行時(shí)鐘恢復(fù)、并行載波頻偏粗估計(jì)、并行信道估計(jì)與均衡、載波相位糾正、星座點(diǎn)逆映射和信道譯碼后輸出。由于系統(tǒng)數(shù)據(jù)傳輸速率較高，以上數(shù)字電路部分均采用8路并行處理。

圖3 解調(diào)端數(shù)字處理流程

2.2 前向定時(shí)恢復(fù)算法

傳統(tǒng)的定時(shí)同步方法主要有反饋式和前饋式兩種[8]，其主要區(qū)別在于同步環(huán)路是否構(gòu)成閉環(huán)反饋結(jié)構(gòu)。典型的反饋式同步算法為Gardener定時(shí)同步算法[9]，其同步建立時(shí)間長，適用于連續(xù)通信[10]。典型的前饋式定時(shí)同步算法為非線性變換法[11]，適用于突發(fā)通信，而且工程實(shí)現(xiàn)電路簡單。

本文采用前饋結(jié)構(gòu)的定時(shí)恢復(fù)算法，收斂速度快、解調(diào)延時(shí)也很小，能夠獨(dú)立完成每一幀數(shù)據(jù)的定時(shí)恢復(fù)，原理框圖如圖4所示。

圖4 前饋結(jié)構(gòu)定時(shí)恢復(fù)原理框圖

采用Oerder.M和Myer.H提出的數(shù)字濾波平方算法[11]，設(shè)符號(hào)周期為T，采樣時(shí)鐘Ts=T/N，對每接收到的LN個(gè)采樣數(shù)據(jù)，先進(jìn)行平方運(yùn)算，然后計(jì)算傅里葉系數(shù)得到符號(hào)速率1/T處的頻譜分量：

(1)

(2)

觀察式(1)和式(2)發(fā)現(xiàn)，該算法對于載波頻率和相位不敏感，可以先于載波恢復(fù)。若接收數(shù)據(jù)采用4倍過采樣，則式(2)等效于

(3)

2.3 算法適應(yīng)性分析

該算法對輸入的LN個(gè)采樣點(diǎn)(N倍過采樣，符號(hào)數(shù)為L)，統(tǒng)一計(jì)算得到一個(gè)采樣時(shí)鐘偏差，并用這個(gè)時(shí)鐘偏差進(jìn)行插值得到最佳采樣點(diǎn)，然后每N個(gè)點(diǎn)選擇一個(gè)最佳點(diǎn)作為輸出。那么對于這L個(gè)輸入符號(hào)，要求其第一個(gè)符號(hào)與最后一個(gè)符號(hào)的最佳點(diǎn)偏移不超過1/8，低信噪比條件下要求不超過1/32。如果定時(shí)恢復(fù)算法得到采樣時(shí)鐘偏差μ，第一個(gè)符號(hào)經(jīng)過插值后得到最佳采樣點(diǎn)，那么經(jīng)過L個(gè)符號(hào)周期之后，由于采用時(shí)鐘偏差的引入導(dǎo)致最后一個(gè)符號(hào)偏離最佳采樣點(diǎn)1/4時(shí)，則最后一個(gè)符號(hào)的輸出變成過渡點(diǎn)，因此采樣時(shí)鐘偏移的范圍與輸入的數(shù)據(jù)幀長度相關(guān)。輸入數(shù)據(jù)幀長度越長，要求采樣時(shí)鐘偏差越小，否則第一個(gè)符號(hào)與最后一個(gè)符號(hào)的最佳點(diǎn)偏移越大。

2.4 并行定時(shí)恢復(fù)算法實(shí)現(xiàn)

當(dāng)N=4時(shí)，式(1)的運(yùn)算可等效為通過傳遞函數(shù)為H(z)=jz-1/(1-jz-1)的IIR濾波器[13]，可減少運(yùn)算量。式(2)中求反正切運(yùn)算采用標(biāo)旋轉(zhuǎn)數(shù)字計(jì)算(CORDIC)算法實(shí)現(xiàn)[14]。4倍過采樣的8路并行數(shù)據(jù)定時(shí)誤差檢測實(shí)現(xiàn)框圖如圖5所示。

圖5 八路并行定時(shí)誤差檢測實(shí)現(xiàn)框圖

內(nèi)插控制單元的作用是為8路并行內(nèi)插器提供內(nèi)插數(shù)據(jù)和內(nèi)插濾波器系數(shù)。內(nèi)插運(yùn)算利用Ni個(gè)采樣點(diǎn)計(jì)算出一個(gè)插值點(diǎn)時(shí)，內(nèi)插控制單元提供長度為8+Ni-1的數(shù)據(jù)緩存區(qū)，將緩存區(qū)中的后Ni-1個(gè)數(shù)據(jù)依次移到最前端，從Ni個(gè)數(shù)據(jù)開始更新為輸入的8個(gè)數(shù)據(jù)，其更新方程為：

(4)

式中，din(iTs)表示輸入數(shù)據(jù)，dici(iTs)表示緩存區(qū)中數(shù)據(jù)。其輸出給并行內(nèi)插器的8路數(shù)據(jù)為：

rj(iTs)=dici[(i+j-1)Ts],
i=1,2,…,Ni,j=1,2,…,8，

(5)

式中，rj(iTs)表示輸出給第j個(gè)內(nèi)插器的第i個(gè)數(shù)據(jù)。

并行插值運(yùn)算公式為[15]：

(6)

式中，hI為內(nèi)插濾波器的時(shí)域響應(yīng)[16-17]，mn,j與μn,j分別為第j個(gè)內(nèi)插器的插值估值整數(shù)部分與分?jǐn)?shù)部分。8個(gè)并行內(nèi)插器的輸出與已知的UW相關(guān)，相關(guān)峰最大的作為輸出[18]。

3 仿真驗(yàn)證

系統(tǒng)采用64QAM調(diào)制，數(shù)據(jù)傳輸符號(hào)速率為250 Msps。在接收端對接收信號(hào)采用近似4倍過采樣fs/f=4.000 2，fs為采樣速率，f為符號(hào)速率。載波頻率偏差1.530 MHz(相當(dāng)于0.613%符號(hào)速率，約0.153%采樣速率)，相位偏差70°。AWGN信道SNR=26 dB，對應(yīng)于64QAM調(diào)制Eb/N0=18.22 dB。

前向定時(shí)估計(jì)的仿真如圖6所示，可以看到時(shí)鐘偏差整體是逐步遞增的，符合過采樣率為4.000 2的情況。

圖6 采樣時(shí)鐘偏差估計(jì)

定時(shí)恢復(fù)之后星座圖如圖7所示，可以看出定時(shí)恢復(fù)良好，星座點(diǎn)已分離，只剩余相位偏差。

圖7 定時(shí)恢復(fù)之后星座圖

4 結(jié)束語

本文主要采用多路并行處理、前饋定時(shí)恢復(fù)結(jié)構(gòu)以及數(shù)字濾波平方算法，完成了毫米波千兆調(diào)制解調(diào)器中的定時(shí)同步研究。從工程實(shí)現(xiàn)角度，設(shè)計(jì)了調(diào)制端的數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)和解調(diào)端的并行定時(shí)恢復(fù)實(shí)現(xiàn)方式，分析了算法對采樣時(shí)鐘穩(wěn)定度的要求。該研究解決了千兆突發(fā)傳輸?shù)目焖俣〞r(shí)同步問題，以及實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度與硬件處理能力間的矛盾，已在實(shí)際中得到成功應(yīng)用。