寬帶通道合成噪聲位截斷設計研究

張 宇

(南京電子技術研究所 南京 210039)

0 引言

相控陣雷達一般有幾十個至幾千個接收通道。近年來，國外一些發達國家在寬帶數字陣列雷達方面，取得了許多技術上的突破性進展。國外已有一些采用數字波束形成技術的實驗系統和數字陣雷達系統，主要包括：用于BMD(彈道導彈防御系統)，可同時對目標進行跟蹤與分辨的寬帶數字陣雷達。該雷達采用大型陣列，以提高角度分辨率；采用寬帶技術以提高距離分辨率；用于SAR (合成孔徑雷達)成像的寬帶數字陣雷達；采用寬帶STAP(空時自適應處理)技術的機載或天基雷達； MIMO(多輸入多輸出)雷達和認知雷達；共用口徑的寬帶陣列，可同時應用于雷達系統，通信系統和電子戰系統[1-7]。

寬帶波束形成，受陣面孔徑、帶寬、掃描角度和帶內起伏等因素影響，不能再采用傳統窄帶相控陣雷達中的移相技術來實現，而必須采用數字時延補償來替代[8-10]。DBF(數字波束形成)需要完成海量數據匯集與并行乘法計算。為了獲得較高速率的數據通過率，加權處理一般采用FPGA(現場可編程門陣列)定點運算平臺。但是定點運算動態范圍較小，為了避免溢出，通常采用截位方法，可能降低計算的精度，本文針對寬帶定點運算進行研究，為寬帶數字陣列雷達工程化提供仿真支持。

1 寬帶合成數學模型

不失一般性，考慮信號波形sc(t)是載頻為fc的帶通LFM(線性調頻)信號：

(1)

用基帶復信號sZ(t)表示為：

(2)

其I，Q通道信號，分別表示為：

sI(t)=L{cos(2πfct+kπt2)cos(2πfct)}=cos(kπt2)

sQ(t)=L{cos(2πfct+kπt2)sin(2πfct)}=sin(kπt2)

(3)

其中L表示低通濾波。

則復包絡sZ(t)為：

(4)

=cos(2πfc(t-τ)+kπ(t-τ)2)

(5)

(1)鼓勵企業兼并重組，淘汰落后產能，提高技術和裝備水平。發揮行業聯盟作用，開展聯盟企業座談會，互通信息、交流經驗、研究存在困難和問題及時的協調解決。

(6)

(7)

=exp(-jkπ(t-τk)2)exp(-j2πfcτk)

=sZ(t-τk)exp(-j2πfcτk)

(8)

對于窄帶信號，數字陣列可以采用基于相移處理的窄帶陣列波束形成方法。但對于寬帶信號，窄帶波束形成方法將導致寬帶波束方向圖出現頻域不一致性等問題，使得波束方向圖的主波束發生偏移和畸變，造成信號處理增益降低，因此必須對寬帶信號進行時延補償。

2 工程實現分析

假定寬帶相控陣雷達組件基本構成如圖1所示，組件內有8個數字接收通道，組件數字板中完成波束合成后，進行回波數據下傳。

圖1 組件基本構成示意

針對雷達AD(模數轉換)后簡化的數字處理流程如下圖，在寬帶波束合成采用多大位寬輸出對系統硬件資源影響較大，需評估截斷影響。采用以下處理流程仿真截斷噪聲位對信噪比的影響，處理流程如圖2。

圖2 數字處理流程示意

假設AD有效位14，經過DDC(數字下變頻)，由于DDC中濾波器增益采取歸一化處理，增益為1，所以DDC輸出16位，其中有效位為低14位，高2位無效。因此認為經過DDC的濾波器后噪聲位寬仍保留4位。

初級DBF如圖3所示，主要完成通道均衡、時延濾波和波束加權合成等處理。考慮通帶起伏5-6dB，幅頻響應模型如圖3，均衡濾波器輸入和輸出均為16位，則通道起伏對噪聲位影響為1位。時延濾波器增益也采取歸一化處理，幅頻響應模型如圖4，當輸入和輸出均為16位時，認為對噪聲位沒有影響。

圖3 組件初級DBF處理

圖4 均衡濾波前后幅頻響應變化

圖5 時延濾波器幅頻響應

初級DBF中波束合成完成8合1，設8個通道分別對應N行M列的面陣，行列間距都為d，俯仰角和方向角分別為θ、φ；權值提供的沿面陣行、列的陣內相移值分別為α、β；fd為多普勒頻率；wlxly代表通道(lx，ly)，即lx行ly列，所對應的幅度加權；As、Aw分別為接收信號和權值的量化幅度，則陣元接收信號和權值分別為：

(9)

Wlxly=Awwlxlye-j(lx·α+ly·β)

(10)

波束形成輸出為：

(11)

式(11)所表示的就是t時刻的波束形成的結果。合成幅度如下：

(12)

由式(12)可見，當波束指向與回波方向相同且2πfdt=kπ/2時，輸出的I或Q信號取得最大值。因此，在接收信號和權值的幅度一定的情況下，輸出的I/Q信號的最大值取決于各天線通道錐銷權的和值。

假定陣列和波束錐銷值加權采用泰勒權，針對Aw量化幅度采用歸一化處理，那么8通道合一，噪聲位增加3位；考慮通道起伏的影響1位，綜合看，截斷成16位后，噪聲位可舍棄2位。

3 仿真實驗

假定雷達系統仿真參數如下：

項目信號形式PRF(脈沖重復頻率)脈寬單幀駐留脈沖數占空比帶寬AD噪聲位備注參數LFM信號16k62.5μs120ms192010%180MHz4位

仿真處理過程如下：

1)產生高斯噪聲信號；

2)在5000距離門處疊加目標回波；

3)產生各天線單元接收回波；

4)完成組件內8合1處理；

5)完成DBF+DPC(數字脈壓)+PD(脈沖多普勒處理)，DBF、DPC、PD均不加窗；

6)完成目標SNR(信噪比)提取。

針對8通道合成進行仿真研究。在該情況下DBF+DPC+PD處理理論得增益共9+34+32=75dB。

3.1 仿真1

針對單通道信噪比-62～-50dB，噪聲位保留1-8位的情況，相參積累后信噪比如下，可見噪聲位4位以上，信噪比損失可以忽略。

圖6 不同信噪比仿真

3.2 仿真2

噪聲位保留1-8位，分別仿真單通道信噪比-62～-50dB，相參積累后信噪比如下，可見噪聲位3位以上，損失很小， 4位以上，信噪比損失可以忽略。

圖7 不同噪聲位寬仿真

綜合上述兩組試驗結果可以看出，針對寬帶通道合成噪聲位截斷設計，針對噪聲位保留1-8位時，分別仿真單通道信噪比-62～-50dB，相參積累后信噪比，可見噪聲位3位以上，損失很小，4位以上，信噪比損失可以忽略。

4 結束語

本文針對寬帶通道合成時定點計算截位進行仿真，通過比較不同信噪比和不同噪聲位寬時信號積累后的信噪比，具有工程應用參考價值。