付博超,李 培
(中國船舶重工集團公司第七二三研究所,江蘇 揚州 225101)
隨著電子對抗技術的發展,雷達信號在接收的時候采用脈沖壓縮處理,具有很強的抗干擾性能。傳統的噪聲干擾因無法獲得脈沖壓縮的處理增益,故無法對相關雷達造成有效干擾[1]。對線性調頻信號的干擾樣式目前已有很多研究,其中的方法包括:對其進行調頻、調幅干擾,利用數字射頻儲存器(DRFM)進行全脈沖轉發、間歇采樣轉發干擾等等[2]。通常在干擾的中心頻率附近發射多個與真實目標回波相似的頻率,干擾雷達的測距精度和距離分辨力。在時域結構上對干擾信號進行處理,干擾雷達的測速精度和速度分辨力。常用的DRFM技術是目前針對射頻信號儲存比較有效的措施,其缺點是無法同時確保獲取寬的瞬時帶寬和大的動態范圍,因而采用可解決該問題的光學手段。對于微波和毫米波調制信號,光電信號處理具有高時間帶寬積的特征,可利用光纖對干擾信號的時域結構進行重構。本文提出一種基于光纖延時的多域復合噪聲干擾方法,并通過仿真進行論證。
LFM信號是一種廣泛采用的脈沖壓縮雷達發射信號,可提高雷達對抗非相干干擾能力,提高測距精度和距離分辨力。
通常,LFM信號表示為:
(1)

將式(1)中的up-chirp信號重寫為:
s(t)=S(t)ej2πf0t
(2)
式中:S(t)是信號s(t)的復包絡:
(3)
由傅里葉變換性質,S(t)與s(t)具有相同的幅頻特性,中心頻率不同。因此,在后續仿真時,只需考慮S(t)即可。
線性調頻脈沖信號s(t)的匹配濾波器的時域脈沖響應為:
h(t)=s*(t0-t)
(4)
為便于理論分析,令t0=0,則:
h(t)=s*(-t)
(5)
將式(1)代入式(5)得:
(6)
為方便分析,令式(6)中A=1,s(t)經過系統h(t)得到s0(t):
(7)
式(7)即為LFM脈沖信號經過匹配濾波h(t)得到的固定載頻f0的輸出信號。
固定移頻的干擾信號為:
(8)
固定頻移的干擾信號經過脈沖壓縮后的輸出為:
(9)
該式為一個具有辛克(sinc)包絡的單載頻信號。
在目前的電子戰中,天線收發分時模式被廣泛運用。間歇采樣轉發干擾是指干擾機在接收到LFM信號后,對LFM信號進行采樣和轉發,采樣和轉發周期性進行,工作模式與天線收發分時模式相符,間歇采樣轉發干擾原理可以廣泛運用到各種干擾模式上。
假設接收到的雷達信號樣式如下:
(10)

fs=f0+Kt
(11)

(12)
采樣后得到信號:
s1(t)=p(t)·s(t)
(13)
對于微波和毫米波調制信號,光電信號處理具有高時間帶寬積的特征,可利用光纖對干擾信號的時域結構進行重構。光學射頻存儲(PRFM)結構如圖1所示。

圖1 PRFM結構框圖
激光光源發射出的連續光波經輸入的雷達脈沖信號電光調制之后,進入到光循環延遲線回路。該延遲部分系統結構主要由光耦合器、光開關以及光纖所構成。調制光信號以極低的損耗在回路中循環,達到設定的延遲時間后,通過回路輸出端的高速光學開關控制光信號輸出,輸出的光信號為經延遲后的脈沖調制信號。
仿真試驗的參數設置如下:時寬τ=20 μs,帶寬B=5 MHz,頻率f1=100 MHz。噪聲信號為服從均勻標準正態分布的高斯噪聲,則仿真結果如圖2和圖3所示。

圖2 信號時域圖

圖3 噪聲信號圖
卷積得到信號如圖4和圖5所示。

圖4 干擾信號圖

圖5 干擾效果示意圖
LFM線性調頻信號為:
(14)
其中假設回波信號為:
(15)

對J(t)進行傅里葉變換得到:
(16)
該信號經過線性調頻匹配濾波后的輸出為:
(17)

設置頻率參數為fj0=-10 MHz,移頻后的頻率為fj1=20 MHz。頻率變化范圍B=20 MHz。對其進行仿真,仿真結果如圖6和圖7所示。

圖6 fj0移頻效果時域圖

圖7 fj1移頻效果時域圖

5.2.1 原理框圖
設計上采用收發分時天線來分配時域上的資源。接收到的雷達信號經線性調頻后,通過間歇性采樣進行時域上的處理,經脈壓網絡后,進行頻域上的處理。處理后的信號再次進入光纖環路中進行調制。通過光纖延時等處理方法得到預計的干擾信號樣式。
5.2.2 干擾效果仿真
設置仿真參數fj0=15 MHz,其他參數不變,經圖8的干擾系統處理后,得到信號樣式如圖9和圖10所示。對系統產生的干擾信號通過光纖進行不同程度的延時,對目標進行干擾。

圖8 光纖延時系統原理框圖

圖9 延時干擾效果圖

圖10 超前干擾效果圖
通過仿真可知,該方法產生的干擾樣式有欺騙干擾的效果。
用光纖延時的方法代替傳統的延時方法對干擾信號進行再次處理,得到的干擾信號具有欺騙干擾的效果。未來電子戰中,光學技術與電子技術的組合應用會成為電子戰系統應用中的重要手段。