基于枝節(jié)加載環(huán)形諧振器的雙頻帶濾波器

吳興宏,石 玉，尉旭波

(電子科技大學(xué) 電子科學(xué)與工程學(xué)院，四川 成都 610054)

0 引言

隨著無線通信技術(shù)的飛速發(fā)展，多頻帶器件廣泛應(yīng)用于現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)中，以滿足系統(tǒng)小型化、集成化、高性能的要求。雙頻帶濾波器作為現(xiàn)代通信系統(tǒng)中的關(guān)鍵器件之一而備受關(guān)注[1-4]。本文提出了一種非對稱枝節(jié)加載環(huán)形諧振器，利用二端口網(wǎng)絡(luò)模型研究了該諧振器的性質(zhì)，并基于該諧振器設(shè)計了一款雙頻帶濾波器。

1 非對稱枝節(jié)加載環(huán)形諧振器

本文提出了一種非對稱枝節(jié)加載環(huán)形諧振器，其模型結(jié)構(gòu)如圖1(a)所示。它由一個環(huán)形微帶線以及加載到環(huán)上的開路枝節(jié)和短路枝節(jié)構(gòu)成，微帶線環(huán)被兩段加載線分成兩部分，電長度分別為θ1和θ2。開路加載枝節(jié)、短路加載枝節(jié)的電長度分別為θ3，θ4。為了簡化分析，假設(shè)諧振器所有微帶線的線寬都相同，特征阻抗為Z1。諧振器的傳輸線等效電路模型如圖1(b)所示。這里將諧振器分成相互串聯(lián)的兩部分：一部分是電長度為θ4的一端短路的微帶線，另一部分是開路線加載的環(huán)形微帶線。下面將先解析開路線加載的環(huán)形微帶線的輸入阻抗，然后將該輸入阻抗作為θ4段微帶的負(fù)載，進(jìn)一步算出整個諧振器的輸入阻抗。本節(jié)將利用二端口網(wǎng)絡(luò)模型來分析該非對稱枝節(jié)加載環(huán)形諧振器。

圖1 非對稱枝節(jié)加載環(huán)形諧振器

由圖1(c)可見，端口的輸入電流和電壓分別為I1，I2和V1，V2，其中I2= 0。3段微帶線上的電流方向如圖1所示。環(huán)的輸入阻抗設(shè)為Zc，有

(1)

θ1和θ2段微帶線的端口電壓和電流關(guān)系可分別寫為

(2)

(3)

式中Y1=1/Z1為導(dǎo)納。

對于θ3段微帶線，其端口電壓和電流分別為V2和I5，輸入阻抗為

(4)

則有

(5)

電流關(guān)系為

(6)

由式(2)～(6)推導(dǎo)可得開路線加載環(huán)的輸入阻抗為

(7)

由傳輸線公式[5]可知，從諧振器短路端看進(jìn)去的輸入阻抗為

(8)

由諧振條件Zin=0可得

(9)

定義電長度比:

(10)

(11)

(12)

設(shè)諧振器第一模式的諧振頻率為f01，第二模式的諧振頻率為f02。對式(9)進(jìn)行數(shù)值計算，求解不同電長度比下的頻率比f02/f01。在不同的電長度比α2、α3下，f02/f01與α1的關(guān)系如圖2所示。

圖2 在不同的電長度比α2、α3下，f02/f01與α1的關(guān)系

固定α1= 0.1和0.5時，不同α3下，f02/f01與α2的關(guān)系如圖3所示。

圖3 f02/f01與α2的關(guān)系

2 基于非對稱枝節(jié)加載環(huán)形諧振器的雙頻帶濾波器

基于枝節(jié)加載環(huán)形諧振器設(shè)計一款雙頻帶濾波器，其初始電路結(jié)構(gòu)圖如圖4所示。

圖4 雙頻帶濾波器的初始電路結(jié)構(gòu)圖

兩個諧振器之間是混合電磁耦合。兩個諧振器的短路端通過半徑為R的金屬化接地孔相連，金屬化接地孔為諧振器提供了磁耦合。兩個諧振器的環(huán)邊緣通過縫隙S耦合，縫隙S為兩個諧振器提供電耦合。

設(shè)定濾波器的中心頻率分別為2.4 GHz和5.2 GHz，相對帶寬分別為6.2%和2.0%。電路基板采用Rogers RO4350b，厚度為0.508 mm，相對介電常數(shù)為3.66。根據(jù)上一節(jié)討論的諧振器的諧振條件，可取諧振器環(huán)的總長度初值為14 mm。由于濾波器的結(jié)構(gòu)限制，諧振器的電長度比α3應(yīng)取一個較大值，這里取α3=0.9。開路和短路加載線的加載點安置在環(huán)的對角點附近(即α1=0.5)，由于f02/f01=5.2 GHz/2.4 GHz≈2.17，根據(jù)圖3(b)，電長度比α2可取值為1.05。因此，濾波器各部分尺寸的初值可設(shè)為：環(huán)的總長度為2(L2+L3)=14 mm，短路加載線長度為Lt+L1=12.6 mm，開路加載線長度L4=14.7 mm，線寬為0.2 mm，耦合縫隙S和接地孔半徑R均為0.1 mm。根據(jù)尺寸初值建立模型進(jìn)行三維電磁仿真，研究濾波器各部分尺寸與頻率響應(yīng)的關(guān)系，用以優(yōu)化調(diào)整。

濾波器各部分尺寸為初值時的頻率響應(yīng)曲線如圖5所示，兩個通帶的中心頻率分別位于2.25 GHz和4.68 GHz，兩個通帶兩邊均有一個傳輸零點。圖中，S11為回波損耗，S21為插入損耗。

開路加載線L4長度變化對頻率響應(yīng)的影響如圖6所示。L4在一個較大范圍內(nèi)變化時，主要影響的是第二通帶。第二通帶的中心頻率隨著L4的變短逐漸向高頻段移動，帶寬隨之變小，低頻端的傳輸零點TZ3隨之逐漸向高頻端移動，高頻端的傳輸零點TZ4在L4較短時會消失。L4對第一通帶的影響較小，第一通帶低頻端的傳輸零點TZ1幾乎不隨之變化，高頻端的傳輸零點TZ2隨L4變短而逐漸向高頻端移動，帶寬也隨之有少許增加。

圖6 開路加載線L4長度變化對頻率響應(yīng)的影響

短路線L1+Lt長度變化對頻率響應(yīng)的影響如圖7所示。隨著L1+Lt的增加，兩個通帶都向低頻端移動，第一通帶的兩個傳輸零點TZ1和TZ2的相對位置變化較小，第二通帶的低頻端傳輸零點TZ3的位置也變化較小，而高頻端的傳輸零點TZ4受L1+Lt長度影響較大，在L1+Lt較短時，TZ4消失。

圖7 短路線L1+Lt長度變化對頻率響應(yīng)的影響

在調(diào)整短路線加載點位置時，兩個通帶的中心頻率、帶寬幾乎無變化，如圖8所示。但是，短路線加載點位置對第二通帶高頻端的傳輸零點TZ4影響明顯，對第一通帶高頻端的傳輸零點TZ2也有少許影響。結(jié)合圖7，要實現(xiàn)傳輸零點TZ4并提高第二通帶的矩形度，要求短路線較長，并且短路線的加載點要靠近環(huán)的平行耦合線。

圖8 加載點相對位置變化對頻率響應(yīng)的影響

優(yōu)化后的濾波器電路結(jié)構(gòu)如圖9所示。各部分的尺寸分別為：W1=1.1 mm，W2=0.2 mm，S=0.1 mm，R=0.15 mm，Lt=2.6 mm，L1=8 mm，L2=3.2 mm，L3=2.7 mm，L4=12.3 mm。濾波器的實物照片如圖10(a)所示，電路大小為4 mm×8 mm。利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀Agilent E8363B對濾波器進(jìn)行測試，測試的頻率響應(yīng)曲線與仿真頻率響應(yīng)曲線如圖10(b)所示。測試曲線表明，濾波器的兩個通帶的中心頻率分別位于2.38 GHz和5.19 GHz，帶寬分別約為140 MHz和90 MHz，帶內(nèi)插損分別小于1.7 dB和2.2 dB，回波損耗分別大于15 dB和12 dB。4個傳輸零點按頻率由低到高分別位于1.78 GHz，3.34 GHz，4.98 GHz和5.96 GHz。

圖9 優(yōu)化后的雙頻帶濾波器電路結(jié)構(gòu)圖

圖10 濾波器的實物照片以及仿真和測試頻率響應(yīng)曲線

3 結(jié)束語

本文提出一種新型的非對稱枝節(jié)加載環(huán)形諧振器，并研究了該諧振器的性質(zhì)。基于提出的諧振器設(shè)計了一款雙頻帶通濾波器。濾波器的兩個通帶的中心頻率分別位于2.38 GHz和5.19 GHz，帶外有4個傳輸零點，這些傳輸零點極大地提高了濾波器的頻率選擇性。濾波器較緊湊，電路大小為4 mm×8 mm。