基于LCL濾波的單相并網逆變器的設計

張朝霞， 文傳博

(上海電機學院 電氣學院, 上海 201306)

光伏發電和風力發電等新能源并網是能源可持續發展戰略的重要問題。許多國家都積極研發光伏發電、風力發電等新能源并網發電系統[1-4]。目前，常用的新能源回饋電網的方案為：先把新能源轉化成電能；再把電能調節成滿足全橋逆變器所需的直流電壓；最后由全橋逆變器將新能源回饋到交流電網。在整個并網系統中，最核心的環節是逆變器，使用正弦脈寬調制逆變技術(Sinusoidal Pulse Width Modulation, SPWM)。這種方案采用了較多模擬環節，且其控制方法也比較落后，就使得并網逆變裝置的并網效果不那么理想，使其應用受到限制。

針對并網逆變器技術的探索越來越多，面對以往控制技術的不足，人們提出了很多研究方向。文獻[5]將高速的數字信號處理(Digital Signal Processing, DSP)應用到并網逆變器的控制之中，使用數字控制與模擬控制結合實現理想的控制效果；文獻[6]根據各系統情況的不同，采用不同的逆變器拓撲結構，如單相、三相、隔離等，且各結構之間可以進行組合，形成各種不同的形式，來滿足更多的需求。功能完整的并網逆變器系統，其工作模式更為復雜，可在無市電接入時，作為一個電壓源做逆變，也可在并網時當做電流源運行，因此可對切換技術做進一步研究[7]。在文獻[8]中采用多臺逆變器并聯的主從模式，在一組逆變器當中選取一個作為主逆變器模塊，剩下的幾個支持主逆變器運行，此結構充分考慮了實際現場工作的復雜性，能夠自如調節，適用范圍廣，可實現功率的合成，可靠性高，是向智能電網發展的一個方向。

本文設計了一種基于LCL濾波的單相并網逆變器，其結構簡單易于實現，具有高頻諧波抑制能力，采用雙電流閉環控制方法，可實現系統更好的穩定性和動態性能。

1 單相并網逆變器的總體設計

在單相并網發電系統中，逆變器主電路，即DC/AC電路部分，其作用是把上一級電路產生的400 V直流電，轉變成220 V工頻交流電，然后將其輸送至電網[9]。逆變器并網工作的條件為：逆變器輸出電壓與電網電壓同頻同相同幅值，輸出電流與電網電壓同頻同相，即達到功率因數為1，逆變器的輸出還應滿足電網電能的質量要求。上述功能的實現，在于有效的逆變器并網控制方案[10]。

1.1 并網逆變器的原理分析

本文的逆變器使用的是單相全橋逆變電路，其拓撲結構如圖1所示。

圖1 系統逆變主體電路拓撲結構圖

由圖1可知，單相全橋逆變器的工作原理為：功率開關器件為4個絕緣柵雙極型晶體管(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT)Q1、Q2、Q3和Q4，DSP輸出SPWM信號來驅動IGBT管的導通。當逆變器電路通入直流電源后，Q1、Q4先導通，Q2、Q3截止，電流從直流電源的正極出發，經Q1、濾波器、變壓器初級線圈和Q4后，回到電源負極。Q1、Q4截止，Q2、Q3導通時，電流從直流電源的正極出發，由Q3、濾波器、變壓器初級線圈和Q2后，到達電源負極。這時，逆變器的輸出端形成方波，此方波為正負交變。經過SPWM的控制，實現兩對IGBT重復開關動作，輸出等效交流電壓，再經過濾波器的作用，可使輸出端出現理想的正弦波交流信號。同時，逆交橋各臂都并聯有反饋二極管，二極管有續流作用[11]。

1.2 并網逆變器濾波器形式

圖2 3種濾波器形式圖

并網逆變器系統中，濾波器的不同可使電流環動態、靜態響應不同，其影響是使并網系統的直流電壓、輸出功率與系統功率等因素的確定受到限制，因此，交流側濾波器的設計舉足輕重。常用的3種濾波器有L、LC與LCL，分別如圖2(a)～圖2(c)所示，各自的應用場合也不同。

L濾波器結構和控制簡單，一般應用在并網逆變的場合。隨著并網功率等級的增加，考慮效率與可靠性，并網逆變器的開關頻率應該較低。為了達到并網的要求，電感值要增大，但這不僅使系統的動態性能下降，而且會引起成本與體積增加。

LC濾波器比L濾波器有更好的濾波效果，結構簡單，多用于獨立逆變的場合。如果應用在并網逆變器中，必須對電容電流進行補償，否則會對進網電流的功率因數造成影響。

LCL濾波器濾波效果更好，可抑止高次諧波，而且網側電感還可抑止沖擊電流。一般應用于中大功率逆變場合。由于LCL濾波器是3階系統，會存在諧振問題，若參數設計與控制方法不適，會使系統不穩定。因此，在設計時，不但要考慮濾掉進網電流的高次諧波，而且要避免系統產生諧振，從而達到理想的穩定性與可靠性。

LCL濾波器有其獨特的優勢：① 在濾波效果一樣的情形下，LCL型濾波器電感量更小，節約材料與降低成本；② 有良好的高頻諧波抑止作用，諧波高頻分量的衰減能滿足系統需求；③ LCL濾波器的網側電感對并網沖擊電流有著很好的抑止作用。考慮這些因素，本文擬使用LCL濾波器為逆變器濾波[12]。

2 基于LCL濾波的單相并網逆變器控制

2.1 并網控制策略分析

逆變器并網系統有電流型和電壓型控制。本文選用電流型控制，逆變器并網運行時，電網被當做容量非常大的電壓源。逆變器工作在電流控制下，負載決定輸出電壓，逆變器當做理想電流源i0，模型如圖3所示。

圖3 電流控制并網模型

圖3中，Uo是逆變器輸出電壓，Z是逆變器的負載，io是逆變器輸出電流，iZ是負載電流，ig是進入電網的電流。并網運行時，io為負載電流與進入電網的電流之和，可表示為io=iZ+ig。Ug表示電網電壓，Zg表示電網的阻抗。在大電網系統之中，電網阻抗很小，可接近為零，同時將負載當做電網負載，則負載和電網組成一體。

電流控制并網模型也可進行簡化，模型如圖4所示。運行在電流控制模式下，并網運行的系統就可看作一個電流源與一個電壓源相串聯，逆變器決定電流，電網決定電壓。

圖4 電流控制并網簡化模型

電流控制模式，對電網來講，并網逆變器表現高阻抗性。輸出電流受電網電壓的擾動影響較小，可改善輸出電流的質量[13]。在本文中，逆變器輸出電流io認為是并網時的輸出電流，這時把負載Z當做電網上的一個負載，它與電網上其他的負載地位相同，獨立運行時將Z認為是本地負載。

2.2 鎖相環的工作原理

鎖相環(Phase-Locked Loop, PLL)是一種反饋電路，其功能為讓電路上的時鐘與外部時鐘達到相位同步。由于逆變器輸出的電壓和電流只有同頻同相時才可并網供電，因此，在控制器中都要有鎖相環。鎖相環常在閉環跟蹤電路中使用，能使輸出信號頻率對輸入信號頻率達到自動跟蹤。鎖相環運行時，輸出信號和輸入信號的頻率一樣，輸出的電壓和輸入的電壓相位差保持固定，即輸出電壓和輸入電壓的相位被鎖定住。

鎖相環的鎖相環路是相位反饋的自動控制系統，由3個部件組成：鑒相器(PD)、環路濾波器(LF)、壓控振蕩器(VCO)。控制結構如圖5所示。在圖5中，輸入信號是ui(t)，輸出信號是uo(t)。把uo(t)反饋到輸入端，通過環路的反饋自動控制，使得輸出信號和輸入信號的角頻率相同，此時輸出信號和輸入信號形成固定的穩態相差，即環路成鎖定的狀態，從而達到鎖相。

圖5 基本閉環鎖相控制結構

鎖相環的工作原理為：PD用來鑒別輸入信號ui(t)與輸出信號uo(t)之間的相位差，并輸出誤差電壓ud(t)，ud(t)中的噪聲和干擾成分被低通性質的LF濾除，形成VCO的控制電壓uc(t)，控制住VCO，使其頻率變化，經過一個極短的時間，VCO輸出會維持在某一期望值。

2.3 雙電流閉環控制策略

LCL濾波器雖然能很好地濾掉高次諧波，但它是諧振電路，其諧振峰值會極大影響系統穩定性和并網電流的波形質量。因此，設計控制器讓系統穩定地運行是最核心的問題。

雙電流閉環控制即并網電流為外環，電容電流為內環的反饋控制。本文設計的控制策略就是此控制方式。并網電流為外環，電容電流為內環，合理調整控制器參數，可使系統穩定運行。系統框圖如圖6所示。

圖6 電感電流外環與電容電流內環的系統框圖

根據圖6算出電流雙閉環控制系統的開環傳遞函數為

[1+G1(s)G2(s)+G2(s)G3(s)+

G1(s)Gc(s)]

(1)

把以上關系代入式(1)，得系統開環傳遞函數為

(2)

式中：X0=KpKC；KC為電容調節系數；X1=KiKC；Y0=L1L2C，Y1=L2R1C+L2R2C+L2CKC；Y3=R1+R2；Y2=L1+L2+R1R2C+R2CKC。

逆變器交流側的等效電路如圖7所示。

圖7 逆變器交流側的等效電路

在圖7中，電網電壓為Ug，逆變器各橋間的輸出電壓為Uin，并網電流為I2，其中I2、Ug和Uin間的關系式為

(3)

式中，M=L1L2s3+(L1CR2+L2CR1)s2+(L1+L2+R1R2C)s+R1+R2。

電網可當做無窮大的理想電壓源，若在式(3)中，濾波參數不變，I2與Ug、Uin相關，Ug作系統擾動量，Uin作系統輸入，得I2和Uin的關系為

(L1+L2+R1R2C)s+R1+R2]

(4)

LCL并網逆變器的控制模型如圖8所示。

圖8 LCL并網逆變器的控制模型

經過大量資料的研究和分析，可以確定，以LCL濾波器的電容電流iC作內環，電感電流i2作外環的雙閉環控制策略，可使系統控制性能得到理想改善，而且還可避免在L濾波電容上串阻尼電阻而給系統帶來的弊端，保持了LCL本有的優秀濾波性能[14]。在系統中，使用以并網電流作外環與LCL電容電流作內環的雙閉環控制策略，可滿足系統各方面的需求。

3 單相并網逆變器系統仿真分析

用Matlab/Simulink軟件進行單相并網逆變器系統仿真，其原理如圖9所示。圖中，g為脈沖端，A、B為電壓電流端，L、d為流入流出電壓電流端。系統中各參數設置如下：輸入電壓=400 V，電網電壓有效值=220 V，逆變器側電感Li=1 mH，電網側電感Ls=0.5 mH，濾波電容Cf=20 μF，開關頻率f=50 Hz，控制參數Kp=180，Ki=3 200，Kd=1。

圖9 單相并網逆變器仿真封裝原理圖

(1) 系統穩定狀態下仿真波形。穩定狀態下，對系統中控制部分各參數進行合理選擇，在逆變器輸出并網電流放大15倍的情況下與電網電壓的仿真波形如圖10所示。

圖10 逆變器輸出并網電流和電網電壓波形

由圖10可看出：并網電流與電網電壓很快實現同頻同相，即功率因數為1。其中，并網電流是實際并網電流的15倍，并網電流波形是正弦波，呈穩定狀態[15]。

對上圖中的并網電流作快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform, FFT)，分析結果如圖11所示，縱坐標為各頻率的諧波幅值對基波幅值的比值。由圖可見，并網電流達到穩定狀態后，總諧波失真(Total Harmonic Distortion, THD)含量為1.06%，系統輸出電流諧波滿足要求，逆變器成功實現并網[16]。

圖11 并網電流的FFT分析圖

(2) 系統動態情況下仿真波形。在動態情況下對系統進行仿真分析，波形如圖12所示。

圖12 仿真波形

以上是對兩種不同動態情況的仿真，并網電流仍是實際并網電流的15倍。無論是何種情況，系統依舊會趨于穩定，并網電流和電網電壓也仍維持同頻同相，功率因數為1。

綜上所述，本文設計的單相并網逆變器系統，無論在靜態情況下還是動態情況下均可成功實現并網運行。

4 結 語

本文主要對并網逆變器進行了分析與設計。對濾波器進行了分析，選取了LCL濾波器，其具有更好的高頻諧波抑制能力，添加阻尼電阻之后系統穩定性和動態性能得到很好改善，設計采用了電容電流與網側電流雙閉環的控制策略，使得輸出電流更平滑，紋波顯著減少，實現系統穩定性控制。仿真分析得出，所設計的單相并網逆變器可成功實現并網運行。