基于模糊自整定雙閉環控制的直流微電網母線穩壓策略

張 玉,王瑜琳,張烈平,羅浩文

(桂林理工大學 a.機械與控制工程學院; b.廣西建筑新能源與節能重點實驗室,廣西 桂林 541006)

光伏直流微電網是整合了多種分布式電源、儲能裝置、能量轉換裝置和負載的小型電力系統,既可以與大電網并網運行,也可以脫離大電網離網運行。母線電壓是衡量直流微電網安全穩定的唯一指標,解決光伏輸出功率和負載消耗功率不匹配引起的母線電壓波動,保證電能質量是亟需解決的關鍵問題[1-3]。 目前離網型微電網的不平衡功率主要依靠儲能裝置進行補償,通過雙向DC/DC變換器并入母線,根據母線電壓的大小,儲能裝置既可以作為提供能量的微電源,也可以作為儲存能量的負載,實現能量的雙向流動,從而達到維持系統安全穩定運行的目的。

儲能變換器一般采用電壓電流雙閉環控制[4-5], 傳統雙閉環控制過于依賴控制對象的數學模型, 不能根據外界變化實時優化控制參數, 導致控制精度低, 魯棒性差[6]。 文獻[7-8]分別采用基于模型預測控制算法MPC和偽滑模控制, 提高了系統的動態響應速度, 但是這兩種方法均為非線性控制, 原理與設計較為復雜。 文獻[9]采用傳統峰值電流和谷值電流控制, 提高了系統動態響應速度, 但系統的抗干擾能力較差。 文獻[10]基于小波神經網絡結合傳統PID, 并采用遺傳算法尋優的控制策略, 提高了系統的穩定性, 但是需要增加額外的電流保護模塊, 增加了系統成本, 同時其動態響應性能也較差[12]。 基于此, 本文采用模糊控制對傳統的雙閉環控制進行改進, 根據外界條件實時整定電壓外環PI控制參數, 優化控制效果。

1 光伏直流微電網結構圖

1.1 光伏直流微電網拓撲結構圖

光伏直流微電網拓撲結構如圖1所示,主要由光伏電池、蓄電池、負載以及相應的直流變換器組成,光伏電池通過Boost變換器并聯到直流母線上,運行于MPPT工作模式,蓄電池通過雙向DC/DC變換器(BDC)并聯到直流母線上,能實現能量的雙向流動,對系統的不平衡功率進行補償,負載通過Buck變換器并聯到直流母線上,本文主要針對離網型光伏直流微電網穩定運行問題展開研究。

1.2 光伏直流微電網主電路結構圖

離網型光伏直流微電網主電路結構如圖2所示,

圖1 光伏直流微電網拓撲結構

圖2 光伏直流微電網主電路結構圖

其中:Lbat、ibat分別為蓄電池雙向DC/DC變換器的儲能電感以及流經該儲能電感中的電流;Lpv、ipv分別為Boost變換器的儲能電感以及流經該儲能電感中的電流;LL、iL分別為Buck變換器的儲能電感以及流經該儲能電感中的電流;Rbat為雙向DC/DC變換器儲能電感的寄生電阻;ipv-dc表示Boost變換器輸出電流;ib-dc為雙向DC/DC變換器輸出電流;iload、UC分別表示Buck變換器輸入電流以及輸出電壓;C為Buck變換器的濾波電容；Upv為光伏電池的輸出電壓;Cpv為光伏側濾波電容；Ubat為蓄電池端電壓;Cdc為直流母線電容;Udc為直流母線電壓。

根據基爾霍夫電流定理可得光伏直流微電網的動態方程為

(1)

可知, 直流母線電壓同時受光伏輸出電流、 負載電流以及儲能單元輸出電流的影響, 當光伏輸出功率小于負載消耗時, 蓄電池放電,給系統提供能量, 此時ib-dc為“+”; 當光伏輸出功率大于負載消耗時, 蓄電池充電,吸收系統多余能量, 此時ib-dc為“-”。 通過控制蓄電池的充放電,可以維持母線電壓穩定,保證系統安全穩定運行。

2 傳統雙閉環控制

圖3 傳統雙閉環控制框圖

電流內環的閉環傳遞函數為

(2)

電流內環、 電壓外環PI控制器可用式(3)表示

(3)

式中:Ki為電流內環PI控制器比例系數;Ti為電流內環PI控制器積分系數;Ku為電壓外環PI控制器比例系數;Tu為電壓外環PI控制器積分系數。 將式(3)代入式(2)可得

(4)

為簡化電壓外環分析過程,將電流內環作為比例環節,令其為K2,可得電壓外環傳遞函數為

(5)

可知, 傳統的雙閉環控制對擾動功率Pd(s)起到了一定的抑制作用。然而,雙閉環控制通過PI進行調節,存在響應速度慢、參數整定困難等問題。以往對于控制系統參數的整定,需要豐富的經驗,一經整定,基本不變,其參數的設置無法根據實際運行工況實時調整,難以獲得控制參數的最優值,不利于系統擴展以及即插即用,導致系統的自適應性以及魯棒性較差。

3 模糊自整定雙閉環控制器

3.1 模糊控制基本原理

模糊控制是以模糊集理論、 模糊語言變量和模糊邏輯推理為基礎的一種智能控制算法, 魯棒性較強,適應于解決過程控制中的非線性、 強耦合時變、 滯后等問題[14], 模糊控制結構如圖4所示。

圖4 模糊控制器結構圖

模糊控制過程分為模糊化、模糊邏輯推理和解模糊判斷3個步驟,分別由模糊控制器的模糊器、模糊推理機和解模糊器完成。模糊系統的性能優劣主要取決于模糊控制器的結構、模糊規則、推理算法以及模糊決策等因素。

3.2 模糊自整定雙閉環控制器的設計

傳統雙閉環控制存在響應速度慢、抗干擾能力差等問題,本文在傳統雙閉環控制的基礎上引入模糊控制,采集儲能變換器的實時輸出電壓與其參考值進行比較可得到偏差值e以及偏差變化率ec,通過模糊規則推理后得到比例、積分參數的修正值ΔK、ΔT,從而實現根據工況變化實時調整PI控制器的控制參數,優化控制效果[15],提高系統抑制母線電壓波動的能力,其控制框圖如圖5所示。

圖5 模糊自整定雙閉環控制器框圖

模糊自整定雙閉環控制器的比例、積分參數實時調整,如式(6)所示, 其中,K*、T*分別為電壓環控制器比例、 積分參數的初始值;K、T是調整后控制器控制參數的當前值。

(6)

隸屬函數與模糊規則的設定是模糊控制的關鍵部分, 先分別對模糊自整定雙閉環控制器的輸入量e、ec和輸出量ΔK、 ΔT設定隸屬函數的類型及其數量, 定義輸入變量、 輸出變量基本論域為[-5,5], 偏差變化率ec定義模糊子集{NB，NS，ZO，PS，PB}分別代表負大、 負小、 零、 正小、 正大。 偏差值e、 比例環節ΔK和積分環節ΔT均定義模糊子集為{NB，NM，NS，NO,PO，PS，PM，PB}, 分別代表負大、 負中、 負小、 零負、 零正、 正小、 正中、 正大。 對于模糊控制的隸屬函數一般采用對稱三角形, 其運算較為簡單, 所占內存空間較小, 比較適用于隸屬函數在線調整的模糊控制。 論域變換如圖6所示, 輸入量e、ec和輸出量ΔK、 ΔT的隸屬函數分別如圖7a、b、c所示。根據模糊控制隸屬函數和控制理論,可得輸出變量ΔK、ΔT的模糊控制規則,如表1所示。

根據以上模糊規則,可以得到模糊控制器ΔK輸入輸出關系三維曲面圖如圖8所示,ΔT類似。

圖6 論域變換示意圖圖

表1 ΔK、ΔT的模糊控制規則

圖7 e(a)、ec(b)、和ΔT(c)隸屬函數圖

圖8 模糊控制器輸入輸出關系圖

采用模糊控制對雙閉環控制PI參數進行整定, 能夠根據實際情況實時優化系統參數, 提高系統抑制母線電壓的波動的能力, 提高系統的魯棒性。

4 仿真及其結果

根據圖2所示的光伏直流微電網主電路結構圖,在MATLAB/Simulink中搭建仿真模型,如圖9所示,系統仿真參數如表2所示。

表2 系統仿真參數

直流母線電壓期望值為650 V,光伏模塊Boost變換器采用最大功率點跟蹤(MPPT)控制模式, Buck變換器采用電壓單閉環控制, 將母線電壓降壓至電機額定電壓, 以保證電機正常工作。

儲能變換器在傳統的雙閉環控制以及模糊自整定雙閉環控制下, 微電網在系統初始上電、 負載突增、 負載突減3個不同暫態過程中抑制母線電壓波動的能力。不同控制策略下母線電壓的波形如圖10a所示,系統初始上電、負載突增、負載突減3個不同暫態過程中母線電壓的放大圖分別如圖10b、c、d所示。

圖9 光伏直流微電網仿真結構

由圖10b可知, 系統初始上電時, 采用傳統雙閉環控制直流母線電壓的超調量為19.2 V, 在0.6 s時穩定至650 V; 采用模糊自整定雙閉環控制時, 直流母線電壓的超調量為1.6 V, 在0.6 s時逐漸穩定到650 V。 由圖10c可知, 在1.5 s時突增負載功率, 傳統雙閉環控制下母線電壓跌落較大, 達14.8 V, 2 s左右穩定至650 V左右, 在恢復期間出現超調現象; 采用模糊自整定雙閉環控制時, 負載突增瞬間, 母線電壓跌落7.5 V, 在1.8 s時逐步穩定至650 V, 且在恢復期間無超調和穩態誤差。 由圖10d可知, 2.5 s時負載突減, 采用傳統雙閉環控制時母線電壓上升13.4 V, 在2.9 s后逐漸恢復穩定且恢復期間有超調量; 采用模糊自整定雙閉環控制時, 負載突減,母線升壓7 V， 且在2.8 s時逐漸恢復穩定, 恢復期間超調量較小。

根據以上分析可知,在系統初始上電、負載突增、負載突減3個不同的暫態過程中,相對傳統的雙閉環控制,模糊自整定雙閉環控制下母線電壓的超調量較小,動態響應速度較快,抗擾度能力較強。

圖10 母線電壓對比圖

5 結 論

針對傳統雙閉環控制響應速度慢、PI參數整定困難等問題,本文基于傳統的雙閉環控制與模糊控制理論相結合,提出一種模糊自適應雙閉環控制系統,實時整定電壓外環PI控制參數,優化控制效果。仿真結果表明,在系統初始上電、負載突增、負載突減3個不同的暫態過程中,相對于傳統的雙閉環控制,模糊自整定雙閉環控制具有較強的自適應性,不僅提高了系統的動態響應性能,同時也能有效抑制母線電壓的波動,增強了系統的魯棒性。