車輛前向防撞雷達的一種設計方法

高一棟 劉 帥 洪香茹

(西安電子工程研究所 西安 710100)

0 引言

車輛前向防撞雷達提供高精度測目標的距離、方位、速度等信息，距離信息通過采樣單元進行解算，速度信息通過多普勒頻率進行估算，而目標方位信息可通過多通道采樣進行估算獲取。對于目標方位向信息的獲得，有多種天線方案可供選擇，如相控陣天線、帶有伺服系統的機械天線、固定波束切換天線等。但是，他們都有各自不足，不適合小型化防撞雷達的需求。如機械掃描天線，具有伺服系統的機電一體化天線，體積較大，結構復雜，可靠性差，不適合安裝在車輛前方；固定波束切換天線，其分辨力較低，測角精度差；毫米波相控陣天線體制，目前比較成熟，可獲取較高的方位精度，缺點是系統成本高、效率低、功耗較大。使用多通道時分復用陣列天線體制，可克服上述天線缺點，穩定性好、成本低，通過采用的空間數據進行方位估計，可獲得較高的精度。

目前，采用單個發射天線，多接收天線多通道接收機的調頻連續波體制模型最為廣泛，通過集成多通道接收機，進行多通道AD同時采樣，利用FFT，快速進行數字波束合成，獲得距離、速度、方位向的估計[1]。這種系統模型主要存在的問題如下：

1)每個接收天線連接一個獨立的接收通道，結構復雜、功耗高、體積大，增加了整個系統成本。

2)由于系統采用了各個獨立的接收通道，而各個通道的幅相不一致，導致方位估計精度和分辨率變差。

為解決上述問題，本文提出了一種新型的雷達結構模型，縮減接收機通道，由單通道接收機代替多通道接收機。采用時分復用體制，這種結構模型，使用單個發射天線，多個接收陣元，各個接收陣元通過射頻開關，時分復用連接單通道接收機。相對于傳統多通道天線陣列模型，該模型電路結構大大簡化，具有更低的成本，在降低了功耗的同時，可靠性大大提高。

1 雷達模型

為了準確闡述這種時分復用陣列雷達模型，從基本模型開始，到多通道陣列雷達模型，然后建立時分復用陣列雷達模型，再進行原理介紹，最后給出相關系統框架及模型。

1.1 基本調頻連續波雷達模型

基本模型具有單個發射天線和單個接收天線、信號產生器、接收機以及信號處理模塊組成，模型如圖1所示。

圖1 基本連續波雷達系統框圖

雷達發射的線性調頻連續波(Linear FMCW, LFMCW)信號形式，采用鋸齒波或者三角波對發射信號的頻率維進行周期調制，另外可根據需要，增加一段點頻連續波信號進行速度解算[2]。接收機接收回波信號與發射耦合信號進行混頻，其調頻連續波差拍原理如圖2所示，圖中顯示了兩者頻率變化的相對關系，實線為發射信號，虛線為回波信號。

圖2 調頻連續波雷達的工作原理

雷達發射信號形式如式(1)所示，f0為發射信號的頻率，B為調頻連續波的信號帶寬，T為發射信號的時寬。

(1)

假設場景內只有一個目標，則接收到的目標回波信號為

(2)

其中，a為接收信號的幅度，c代表光速，τ為接收到的目標信號時延，υ為目標相對于雷達的徑向速度，R為目標在零時刻時，相對于雷達的初始距離。

雷達接收到的回波信號與發射耦合信號進行混頻，得到其差拍信號形式為

(3)

(4)

由于B?f0,V?c，差頻公式可以近似為

(5)

假如場景內有K個目標，式(5)可擴展為

(6)

1.2 多通道陣列系統框架模型

多通道陣列系統框架模型如圖3所示，該系統具有多個同時接收陣列天線和一個發射天線，接收天線陣元對應多個接收通道。若系統有M個接收天線，M個接收天線接收到回波信號，進入M個接收通道，與發射耦合信號進行混頻后通過M路AD采樣，然后通過信號處理解算目標的距離、方位及速度。

圖3 接收多通道陣列雷達系統框圖

(7)

在方位角θ，第m個陣元接收到的信號回波為

xm(t)=ax0(t-tm)

(8)

(9)

(10)

因此，可以得出混頻后信號為

(11)

將tm帶入上式可得

(12)

假如場景內有k個目標，則式(12)可擴展為

(13)

我們可以將式(13)寫成矩陣形式

Q(t)=A(θ)S(t)

(14)

(15)

(16)

對多個通道同時采樣，共采集N個點，t=(n-1)Ts，n=1,2,…,N，得到的數據為Q(n)=A(θ)S(n) ,n=1,2,...N。該數據矩陣是用來對目標成像估計方位、距離、速度的數據基礎。

1.3 時分復用陣列系統框架模型

時分復用陣列系統和多通道陣列雷達的區別在于，由M路接收機簡化為1路接收機，原系統同時對M個接收天線混頻后的信號進行采樣，模型升級后如圖4所示，依據一定的時序，對M個接收陣元的混頻信號，通過高速開關，進行串行采樣，M個接收通道共用一個接收機。

圖4 時分復用陣列雷達系統框圖

信號接收采樣模型如圖5所示。

圖5 多陣元分時接收模型

對其量化，假如在第m個陣元第n次循環，采樣時刻為t={(n-1)M+(m-1)}Ts，帶入到式(17)中

(17)

可得

(18)

重新整理可寫為

Qn,m=

(19)

同樣寫成標準形式

Q(n)=A(θ,R)s(n)

(20)

(21)

α(θk,Rk)=

(22)

2 雷達組成

根據上述時分復用陣列系統框架模型，雷達系統由天線系統、射頻開關矩陣、單通道接收機、頻綜模塊及信號處理組成。其中，射頻開關矩陣，根據一定的工作時序，切換16組接收天線的回波信號到接收機。信號處理模塊、數據處理模塊共用同一硬件平臺，用軟件實現不同的功能。其組成框圖見圖6所示。

圖6 系統組成

天線系統與射頻開關矩陣實物如圖7所示。通過射頻開關矩陣，依次接收天線回波信號，射頻信號經接收機混頻轉換為中頻模擬信號后，經AD采樣后轉換為14位有符號整型數；完成數字下變頻、數據重排等處理；使用乒乓緩存接收數據，同時完成整型到浮點格式轉換，進而進行距離維FFT、方位維FFT、恒虛警處理，經門限判決后，得出檢測結果(目標距離和方位)；并對三角波上升和下降階段的檢測結果進行配對，得出檢測結果(目標距離、速度和方位)，最后進行目標配對，解耦合處理，解耦合方法見文獻[3]，處理過程如圖8所示。

圖7 天線與射頻開關矩陣實物圖

圖8 處理過程

3 接收機參數估算

3.1 接收機帶寬估算

容易得到，相鄰通道，在一次Ts采樣間隔內，相位變化為

(23)

接收到的信號頻率實際為

(24)

若取最大掃描角θ為10°，Ts取10 MHz，單頻信號頻率取最大值0.36 MHz，可以計算出Δf=2.96 MHz，如果Ts取20 MHz，Δf=5.56 MHz。

3.2 射頻開關切換速率

該雷達系統設計調頻帶寬B=400 MHz，調制周期T=1.5 ms。傳感器的距離覆蓋范圍為5～200 m，相應的回波時延為0.033～1.33 μs。

fmax=k·τmax+fdmaxfmin=k·τmin-fdmax

(25)

其中：fmax為最大拍頻，fmin為最小拍頻，k為調頻斜率，fdmax為最大多普勒頻偏，容易計算出

fmax=400 MHz/1.5 ms·1.33 μs + 7.7 k=0.36 MHz

fmin=400 MHz/1.5 ms·0.033 μs - 7.7 k=2.4 kHz

最大拍頻為0.36 MHz，根據采樣定理，Fs是由最大拍頻決定的, 為了避免頻譜混疊，Fs必須大于最大拍頻的兩倍，單個通道的采樣率至少為信號頻率2倍關系。系統設計了16組陣列天線，共用一路接收機，高速在16個接收通道循環采樣，通道間切換速率為：0.36×2×16=11.52 MHz。工程實現中，目前射頻開關切換速率可達到10 MHz，由其影響的作用距離約為175 m左右。

4 信號處理流程

4.1 AD采樣

AD變換器對輸入信號在時間上等間隔采樣，并將采樣得到的信號在幅度上量化，從而將模擬信號轉換為數字信號，以便進行數字處理。AD變換器的采樣頻率應滿足Nyquist采樣定律，即采樣頻率應大于輸入信號最高頻率2倍以上，才能避免采樣引起頻譜混疊。考慮到經開關、混頻后的接收信號帶寬為10 MHz，采樣率應大于20 MHz，此處選取40 MHz的采樣率以滿足信噪比改善因子和中頻采樣要求。

將AD采樣的數據按照接收天線數據進行重新排列，假設有16組接收天線，采樣后根據采樣時刻將接收到的數據重排為16組，排列后如圖9所示。

4.2 距離維成像

對于重排后的每一路信號，按照圖10所示的流程對數據分組作FFT，然后進行合并，獲得距離維成像結果。各個接收天線數據做FFT，獲得距離維成像結果。

圖9 采用數據重排示意圖

圖10 距離維成像流程圖

4.3 方位成像

方位維成像有兩種方式：一種是數字波束合成，利用FFT實現，計算量小，但角度分辨力較低；另一種是構建Capon空間濾波器，如圖11所示，需要估計自相關矩陣并進行矩陣求逆，角度分辨力較高，但計算量很大。

數字波束合成可以看做是檢測信號的空間頻率，對同一距離單元上的16個數據作FFT，獲得方位維成像結果，為了使方位精度達到1°，補零作32點FFT(方位精度為1.220°)。

Capon波束形成，其波束形成系數向量形式為式(26)，其中R是觀測的快拍向量Q(n)的自相關矩陣。自相關矩陣利用待檢測距離單元左右鄰近4～5個距離單元的數據(目標約覆蓋4～5個距離單元)進行估計。

圖11 Capon空間濾波器

(26)

各天線接收數據分別經過FFT進行距離維成像后，對于不同的角度θ進行波束形成系數加權并求和，得到該方位上的能量估計。

ω(θ)=[ω1(θ),ω2(θ),…,ωM(θ)]T

(27)

4.4 目標檢測

在沒有干擾背景統計分布的先驗知識時，可采用非參數CFAR檢測器：兩側單元平均選大電路即 GO-CFAR。在被檢測單元兩側各選取M個單元，分別求這M個單元的均值，兩者選大后輸出，乘以門限乘子K作為檢測門限。在工程應用中，通常選擇兩側單元數為8或16個，被檢測單元的左右鄰近2～3個單元不參與本單元的恒虛警率門限產生統計，以免目標信號自身(一般目標可能占到三個距離單元)對恒虛警率門限產生影響。

4.5 目標凝聚

最后再對檢測出的目標進行點跡凝聚，由于目標可能會跨越相鄰的幾個距離單元，對于經過CFAR處理后過門限的相鄰的距離單元按質心法進行凝聚處理，如圖12所示。

圖12 目標凝聚

凝聚準則：對相鄰單元的目標按式(27)凝聚成一個目標；對出現在不相鄰單元的目標報告認為是兩個不同的目標。

5 仿真分析

仿真場景中分布了5輛汽車，每輛車設有5個散射點。其中第1輛車：距離70 m，距離中線4 m，車寬2.5 m，車長10 m；第2輛車：距離30 m，距離中線2 m，車寬2 m，車長6 m；第3輛車：距離40 m，距離中線-4 m，車寬2 m，車長6 m；第4輛車：距離180 m，距離中線-4 m，車寬2 m，車長6 m；第5輛車：距離180 m，距離中線4 m，車寬2 m，車長6 m。車輛速度分別為20 m/s、25 m/s、-20 m/s、-15 m/s、10 m/s。

以第一輛為例，根據車輛起始位置，車輛寬度、長度計算車輛的5個散射點相對于雷達的距離與方位：

car_start_x = 70; car_start_y = 4; car_width = 2.5; car_length = 10;

range = start_x+[0,0,car_length/2,car_length,car_length];

azimuth=atand(car_start_y+[0,car_width,car_width/2,0,car_width])./car_range。

接收信號的表達式為x(t)=x0(t-Δt)，此處Δt為車輛第K個散射點，相對于第M個天線陣元的回波時間，可通過該散射點距離方位(range，azimuth)與天線陣元相對關系獲得，延時為：tstart = 2×Range(Kidx)/c+(Midx-1)×d×sind(Azimuth(Kidx))/c，根據此延遲時間構建接收信號。發射與回波信號的時域圖如圖13所示。

將回波信號與發射信號進行混頻，得到多個點頻信號，進行FFT運算得到距離成像。混頻及FFT運算結果如圖14所示。

其次，對所有通道的距離成像數據疊加，再進行方位成像結果如圖15所示。

圖13 發射與回波信號

圖14 距離成像(此頻域代表距離)

圖15 全部通道-距離成像及方位成像結果

最后，對目標進行檢測，再進行凝聚，如選取道路護欄寬度為16 m，進行繪制護欄與目標，如圖16所示。

6 試驗結果

試驗樣機裝配調試完成后，在試驗場(見圖17)、郊區田野(見圖18)、國道(見圖19)、城市道路(見圖20)及某基地靶場(見圖21)進行各項試驗。試驗期間，對雷達的工作模式，距離范圍、方位角范圍，平臺行駛速度，距離精度、方位精度，方位分辨率等指標進行了測試，均符合設計指標要求。

圖16 目標測試結果及道路繪制

圖17 角反射器探測試驗

圖19 公路兩側護欄探測

圖20 城市環境跑車試驗

圖21 單目標運動車輛跟蹤試驗

圖22 方位分辨率測試

7 結束語

文章闡述了一種車載前向防撞雷達方案，建立了一套時分復用陣列體制的系統模型，該模型具有多個接收天線，通過射頻開關按照一定的時序共享一個接收通道，大大精簡了系統的體積和成本，雷達進行了跑車試驗，開展了性能驗證，主要指標達到預期效果，該方案對于小型化雷達設計提供了一種方法與思路，具有較強的可行性和工程使用價值。