小型化雙通帶聲表濾波器設計研究

彭 雄,彭 霄，杜雪松，唐小龍，陳婷婷，蔣平英，馬晉毅,唐 蜜

(中國電子科技集團公司第二十六研究所，重慶 400060)

0 引言

隨著通信技術的不斷發展，傳輸數據的容量和速率都在提升，因而在通訊設備的射頻前端中都會使用多通道的信號組件來實現這一目的。

在多通道組件發展的第一階段，多通道是由多個窄帶低速的A/D轉換器與多個單通帶濾波器組成的，這樣往往使通訊設備體積龐大。而通訊技術的提升也要求通信系統的體積向小型化方向發展，進而推動多通道組件發展到第二階段：采用一個高速寬帶A/D轉換器與多個單通帶濾波器組成信道。這樣在一定程度上減小了通信系統體積，但由于其采用開關進行信道切換，信號有可能丟失。發展到第三階段，則是采用雙通帶濾波器與單個高速寬帶A/D轉換器組成信道，不僅能同時處理兩個頻段的信號且信號無丟失，還能進一步減小系統體積，能夠滿足未來通信設備的小型化、輕量化和集成化發展。

常用的濾波器有低溫共燒陶瓷(LTCC)濾波器、LC濾波器、介質濾波器和微聲濾波器(聲表面波(SAW)濾波器和聲體波(BAW)濾波器)。其中，SAW濾波器以其低插損、高矩形度、高幅相一致性和小體積的綜合優勢占據60 MHz～3 GHz高性能濾波器市場，大量裝備于各類平臺的通信系統中。國外Qorvo和TDK公司均已推出雙通帶聲表濾波器產品(Qorvo產品的工作頻率為1 900 MHz和2 017 MHz，工作帶寬為40 MHz和15 MHz，插損小于2.5 dB，通帶間隔離度大于35 dB)，而國內目前在這一領域尚屬空白。基于目前研究現狀，本文介紹了一種雙通帶聲表濾波器的設計方法，其通帶頻率分別為1 995 MHz和2 185 MHz，帶寬均大于30 MHz、插損小于3 dB，且通帶間隔離度大于30 dB。

1 設計方案

1.1 材料方案

常用的射頻聲表濾波器基材有112°Y-XLiTaO3、64°Y-XLiNbO3、41°Y-XLiNbO3，42°Y-XLiTaO3等，分別滿足濾波器不同相對帶寬的要求。由于本次濾波器指標的相對帶寬為(30/1 995)×100%≈1.5%及(30/2 185)×100%≈1.37%，在42°Y-XLiTaO3的性能范圍內。因此本研究選擇42°Y-XLiTaO3作為基片材料。

1.2 選擇濾波器的單元結構方案

常用射頻濾波器結構有縱向耦合結構和阻抗元結構，如圖1所示。圖中，Rs、Rp分別為串、并聯諧振器。

圖1 常用的射頻濾波器結構

由于本次濾波器工作頻率較高(約2 GHz)，且要求插損小，因此適用于選擇高頻、低損耗的阻抗元結構作為濾波器的單元結構。

1.3 選擇合適的芯片結構

為了適應未來通訊設備小型化、輕量化的發展，濾波器的體積也要求越來越小。雙通帶濾波器芯片結構可采用方式有：

1) 采用指條變跡實現雙通帶的單芯片封裝，但這種常應用于中頻濾波器里，且損耗大。

2) 采用2個獨立濾波器的組合，但濾波器總體積大。

3) 多芯片系統級封裝(SIP)，有效減小芯片體積。

4) 并聯兩個阻抗元結構濾波器的單芯片封裝。

其中，第4)種方式的芯片體積最小，并能同時滿足濾波器高頻、低損耗的性能要求。

綜上所述，所研究的雙通帶SAW濾波器襯底材料采用42°Y-XLiTaO3、濾波器單元結構采用阻抗元結構，并采用并聯2個阻抗元濾波器的方式構成最終的濾波器芯片。

2 設計方法

雙通帶SAW濾波器的仿真技術仍基于常用的耦合模(COM)模型，通過對不同工作頻段濾波器COM參數的精確提取[1-2]，搭建聲電協同仿真平臺，以實現雙通帶SAW濾波器的仿真與設計。

2.1 COM模型

低損耗SAW濾波器的設計主要采用COM分析方法。COM模型的基本思想是假設在金屬柵格陣內同時存在著2個傳播聲波模式，通過柵格陣內的指間反射效應相互耦合，同時外加電壓通過柵格的換能作用又激發出向2個方向傳播的聲波模式(見圖2)。由于反射效應和換能作用較小，可以認為這些作用都處于線性范圍內，滿足線性疊加原理。因此，可以認為這2個聲波模式間存在一定的線性關系，用COM方程來表征這種線性關系。

圖2 電壓驅動的叉指換能器(IDT)模型

通常IDT的COM方程為

(1)

式中：δ為失諧系數；κ為反射系數；α為激勵系數；C為靜電容；R為入射波；S為反射波；V為電壓；I為電流；ω為角頻率。這些量與膜厚、金屬化比例等器件結構相關，對其精確的確定是求解耦合方程模擬器件的關鍵。

2.2 COM參數提取技術

精確獲取COM參數是獲得精確仿真的前提。目前提取COM參數的方法有準確理論計算提取法和導納電測試試驗提取法。

2.2.1 準確理論計算提取法

理論提取COM參數需要精確的周期性有限元/邊界元模型，我們在COMSOL平臺上建立了無限周期的SAW振子理論計算模型[3-5]，實現了基于42°Y-XLiTaO3襯底的IDT結構的能量分布模擬及無限周期振子的頻率響應理論計算，如圖3所示。

圖3 無限周期振子理論計算

聲速v為

v=p(fM-+fM+)

(2)

式中：fM-為反諧振頻率點；：fM+為諧振頻率點；p為半周期。

每周期長度柵格陣反射系數κp為

(3)

每周期長度柵格陣靜電容Cp為

(4)

式中：Yr max為導納實部最大值；fAR為導納虛部的過零頻點；Q為諧振峰處品質因數;fR為導納實部的頻點,且

fR=f0[1-κp/(2π)]

(5)

Δf=f0γp/π

(6)

式中:γp為衰減系數；Δf為導納實部的半高寬。

(7)

式中αp為傳導系數。

聯合式(5)～(7)可得換能系數。計算了IDT膜厚170 nm(Al)的COM參數,如表1所示。

表1 COM參數理論提取結果

利用提取的COM參數，在ADS中搭建了振子仿真設計模型，進行了同步振子的仿真設計(振子孔徑為39 μm，IDT指條數為300根，反射器數為30根，半周期為0.98 μm)，諧振器傳輸系數(s12或s21)計算結果如圖4所示。

圖4 諧振器傳輸系數仿真設計結果

2.2.2 COM參數的試驗修正

根據仿真采用的振子參數，設計了諧振器版圖進行電性能測試。圖5(a)為提取COM參數的一個電測試系統，利用探針測試系統測試了單電極的導納曲線(見圖5(b))。

圖5 COM電測試系統及導納曲線

圖6為仿真與實測振子響應對比。由圖可見，仿真與實測響應曲線存在偏差，需進行COM參數修正。

圖6 諧振器傳輸系數仿真與實測對比

利用振子仿真模型對COM參數進行擬合修正，使仿真曲線與實測曲線盡可能重合(見圖7)，最終得到了修正的COM參數(見表2)。

圖7 修正COM參數后的諧振器傳輸系數仿真與實測對比

表2 COM參數測試提取結果

利用最終提取的COM參數，在ADS平臺中對雙通帶SAW濾波器進行了仿真，計算結果如圖8所示。由圖可見，直接電學并聯2個單通帶濾波器形成的雙通帶濾波器，其通帶波紋、帶外抑制及通帶間的阻帶隔離度均不滿足指標要求，需要采用相應的針對技術來改善。

圖8 用ADS實現的雙通帶SAW濾波器仿真

2.3 通帶間阻帶隔離設計

由于SAW濾波器是采用阻抗元結構為基本單元，其工作原理為：將SAW單端諧振器采用串、并聯的方式進行電連接，通過調整各SAW諧振器頻率，對零極點進行設計，實現帶通濾波的目的，如圖9所示，圖中,R1、R2分別為串、并聯SAW諧振器，ZS為諧振器阻抗，XS為諧振器電抗，Yp為諧振器導納，Bp為諧振器電納，frs、frp分別為串、并聯諧振器的諧振頻率，fas、fap分別為串、并聯諧振器的反諧振頻率。

圖9 阻抗元型SAW濾波器工作原理

因此，在雙通帶濾波器的設計過程中，同樣可通過優化諧振器結構參數的方法來調整單通帶濾波器諧振器的諧振頻率與反諧振頻率，使低頻濾波器串聯諧振器的反諧振頻率盡量接近高頻濾波器并聯諧振器的諧振器頻率。通過兩者帶外抑制的疊加，使濾波器通帶間的阻帶抑制得到加強，從而實現高隔離度。

在采用該辦法前，雙通帶濾波器的2個單通帶波形(見圖10(a)、(b))由于在1 995 MHz濾波器高端處有一諧振器頻率偏低，導致凸起處與2 185 MHz低端疊加后的總隔離度為28 dB，而2 185 MHz的低端隔離度可達30 dB(見圖10(c))，整體隔離度小于30 dB，不滿足指標。

圖10 優化前雙通帶濾波器

調整1 995 MHz高端諧振器的結構，使得“小凸起”靠近2 185 MHz的低端，如圖11(a)所示。采用零極點重構方法后的波形如圖11(c)所示。可見此時，不僅1 995 MHz的高端隔離度提高到31 dB，且2 185 MHz的低端隔離度也增大到33 dB，通帶隔離度整體水平超過了要求的30 dB。

圖11 優化后的雙通帶濾波器

2.4 通帶平坦化設計

由于單個SAW濾波器在電學上近似等效為1個電容，而將2個SAW濾波器并聯可等效為2個電容并聯，阻抗不匹配，彼此影響造成了通帶凹陷。

解決該問題，可通過建模和仿真設計選取適當的SAW濾波器結構參數(金屬化率、金屬膜厚度、指對數、聲孔徑、反射柵與換能器周期比、輸入輸出換能器與耦合換能器間距等)后，在SAW芯片上設計和制作恰當的匹配網絡來進行阻抗變換，使雙通帶的波紋均減小。雙通帶SAW濾波器等效為2個電容并聯，以此匹配網絡可設計成并聯電感的方式，通過設計合適的匹配網絡可實現濾波器通帶平坦化，使設計的器件性能達到指標要求。

當2個不同頻率的濾波器直接并聯時，兩者間的阻抗不匹配必然造成通帶的惡化；由于單個SAW濾波器在電學上等效為1個電容，2個SAW濾波器的并聯可等效為2個電容并聯，彼此影響會造成通帶凹陷，如圖12所示。

圖12 優化前的雙通帶濾波器通帶表現

考慮到2個SAW濾波器的并聯可等效為2個電容并聯，因此,在ADS電路中，電路兩端各并1個電感來實現阻抗匹配，當兩端電感值調到適中數值時，通帶波紋得到合適的修正，滿足波紋小于1 dB的要求，如圖13所示。

圖13 兩端匹配達到合理值時的波紋表現

3 結果與討論

根據所設計的濾波器結構進行了加工流片，針對雙通帶SAW濾波器2個頻帶叉指指條寬度不同的特點，特別采用了分步曝光和剝離的工藝進行了不同換能器指條的制作，總體工藝流程圖如圖14所示。

圖14 工藝流程圖

制備出的濾波器版圖如圖15所示。采用CSP2520封裝的濾波器如圖16所示。

圖15 濾波器版圖

圖16 采用CSP2520封裝的濾波器樣品

在濾波器兩端各并聯1個8 nH的電感進行調整后，最終的電性能如圖17所示。其中1 dB帶寬為40 MHz，插損為2.3 dB、隔離度為31 dB，均達到使用要求。

圖17 雙通帶濾波器測試結果

4 結束語

本文提出了一種雙端口的雙通帶SAW濾波器，通過對雙通帶SAW濾波器聲電協同仿真設計，突破了雙通帶SAW濾波器通帶間阻帶隔離設計和通帶平坦化設計等關鍵技術。采用分步曝光和剝離工藝技術制備的雙通帶SAW濾波器樣品，其工作頻率分別為1 995 MHz和2 185 MHz，插入損耗分別為2.3 dB和2.4 dB，通帶波動為0.5 dB，通帶間阻帶抑制可達31 dB，達到使用需求。該器件的實現有助于未來通訊設備向高性能、小型化方向發展。